电压放大电路正弦波放大电路

单管电压放大电路

实验名称:常用电子仪器的使用名字:张金泉学号:3120103413

一、实验目的

1.学习放大电路静态工作点的测量，了解元件参数对放大电路静态工作的影响。 2.掌握放大电路的电压放大倍数、输入电阻、输出电阻等指标的测试方法。

3.进一步熟悉双踪示波器，信号发生器，交流毫伏表及直流稳压电源的使用方法。

二、实验原理

1、单管放大电路的工作原理

单管基本电路有共射极、共基极、共集电极三种电路，本实验采用共射极放大电路如图-1所示。三极管是一个电流控制电流源器件，通过合理设置静态工作点，实现对交流电压信号的放大。 2、放大电路的静态工作点

静态工作点是指在电路输入信号为零时，电路中各支路电流和各节点的电压值。 3、放大电路动态参数的测量原理

单管放大电路的动态参数测量电路如图- 3 ，其中的虚框部分为单管放大电路动态参数的等效电路。 1）放大电路电压放大倍数AU的测量：AU =UO/Ui 2）放大电路输入电阻ri与输出电阻ro的测量原理

电阻的测量采用串联电阻的间接测量法：串联合适（阻值与输入电阻同数量级）的固定电阻，测量分压比，计算电阻：

输入电阻ri = RS*Ui /(Us-Ui) 输出电阻ro= RL*(UO-UOL )/UOL

图1实验电路图2输入、输出电阻测量原理图

三、主要仪器设备

MDZ－2型模拟电子技术实验箱

HY3003D-3型可调式直流稳压稳流电源 MS8200G型数字万用表电路实验板

四、实验内容

1、静态工作点的调整和测量调节RP，使IC=2mA(可通过测量UC来确定IC，当IC=2mA时，UC=UCC-RCIC=15-3.3×2=8.4V)，测出UC、UB、UE，计算出UCE，记入表7-1。

2、电压放大倍数Au、输入电阻ri、输出电阻ro的测量。

将信号发生器的正弦波信号送入放大电路输入端S，正弦信号的频率为1kHz，并使ui的有效值Ui约为10mV。用示波器同时观察输入、输出信号波形。在输出波形不失真的情况下，用交流毫伏表测出不接RL时的US、Ui、UO’和介入RL时的US、Ui、UO(两种情况的Ui值必须相同)，记入表7-2。 3.静态工作点对电压放大倍数的影响

保持Ui(约为10mV)不变的情况下，调节RP，在输出波形不失真的条件下分别测出不同静态工作点所对应的输出电压值UO(接入RL)，记入表7-3，计算电压放大倍数Au。 4.静态工作点对放大电路输出波形失真的影响

在放大电路中，静态工作点的设置是否合理将直接影响放大电路是否能正常工作。当静态工作电流IC过小或过大时，在输入信号幅度很小时输出波形失真不明显，但当输入信号幅度较大时，输出波形会出现较大失真。在静态工作电流IC过小时，当输入信号幅度增大到一定大小时，将首先出现截止失真(输出波形uO正半周失真)；在静态工作电流IC过大时，当输入信号幅度增大到一定大小时，将首先出现饱和失真(输出波形uO负半周失真)。因此，在一定的输入信号幅度下，为避免输出波形失真，静态工作电流IC的大小要合适。但即使静态工作电流IC的大小合适，当输入信号幅度过大时，则会使输出波形uO同时出现截止失真和饱和失真。

(1)将放大电路的静态工作电流IC调到小于1mA，放大电路的输入端加频率为1kHz的正弦波信号，用示波器观察输入、输出信号波形，逐渐增大输入信号幅度，使输出信号波形出现明显失真。按表7-4要求测量(或计算)这时的静态值IC、UC、UE、UCE和输入电压有效值Ui，记入表中，画出输出电压uO的波形，并分析和体会失真情况(属于哪一种失真)。

(2)将放大电路的静态工作电流IC分别调到约2mA和大于3mA，重复实验1)的内容。

五、数据记录与处理

其中：UCE= UC-UE

o其中：Au= UO/ Ui；ri =Ui RS/(US-Ui)；rO=(UO’/ UO-1)RL

而输出电阻rO的理论值应等于RC的值，即3.3kΩ

；而表7-2中由实验数据计算而来的rO为3.15k

其中：Au= UO/ Ui。随着IC的增大，UC逐渐增大，Ui逐渐减小，UO逐渐增大，Au也逐渐增

大。可见，当静态工作点在适当范围内时，当其提高时，电压放大倍数随之增大。因此当需要较大的电压放大倍数时可以选择将静态工作点适当提高。

当IC在不恰当的范围时，放大后的波形容易出现失真。具体为：当IC很小时，如遇上超过某一大小的输入电压，则会出现输出电压的波形截止失真的情况；当IC很大时，只要有很小的输入电压，就会导致饱和失真，几乎使放大电路失效。而如若将IC控制在合适的范围内，则可以大大减少输出电压失真的条件，使输入电压在较大范围内变化都不会引起失真；当然，如若输入电压足够大，也会导致输出失真，但此时的失真是兼有截止失真和饱和失真的。

六、讨论与心得

1、注意事项：检查电路板时，应首先测量判断三极管的好坏，检查电路板上的测试点（ui、uo、+12v、地）；测试静态工作点时、应关闭信号源；本实验测量时，用数字万用表测量电路的直流工作状态，交流信号用示波器来测量，通常测量的是电压峰峰值。

2.能否用数字万用表测量图1 所示放大电路的增益及幅频特性，为什么？

答：不能用数字万用表测量幅频特性。万用表的工作频率范围较小，不能完全满足测量要求。使用万用表可以在一定范围内测量增益。但是因为无法估计万用表内部电容对于所测增益点的频率响应，并不能保证万用表测量值的准确性。（即通频带较窄，不易找到合适的测量点）。并且使用数字万用表时测出的是电压的有效值，但因无法观察到波形，故无法判断波形是否失真，失真时算出的电压增益没有意义。

示波器可以克服以上问题，还可以保证较高精度，同时能显示相位差等相关特性，更实用方便。

实验5_用运放的电压放大电路

实验5 有源RC电压放大电路

1. 实验目的

学习有源RC电压放大器。本实验有三个电路，同相输入放大器，反相输入放大器，三运放仪器放大器。

2. 实验仪器

示波器、信号发生器、交流毫伏表、数字万用表。

3. 预习内容

1）阅读LF353的“数据手册”，了解LF353的性能。

2）复习关于用运放和RC组成的电压放大器的理论知识。

3) 阅读本次实验的教材，学习关于计及运放频率特性的有源RC电路的分析方法。

4. 运算放大器与有源RC电路

图1是LF353数据手册中给出的简化原理

图。由图可见，它可划分为三个单元电路。第

一个单元是由漏极电流源I1、场效应管Q1、Q2

和源极恒流源负载（由Q3、D1、R1、R2组成）

组成的差动放大器。容易看出，它有很高的输

入电阻和很大的CMRR（共模抑制比）。第二个

单元是由集电极电流源I2、第三个单元防输出

交越失真二极管D2、D3、三极管Q4和交流电

压负反馈电容C1组成。容易看出，它有很高的

电压放大倍数。第三个单元是由Q5、Q6和防

输出交越失真二极管D2、D3组成的甲乙类功

率放大器。容易看出，它放大电流，使运放有一定的带负载能力，亦使运放的输出电阻足够小。

通常，集成运放是高输入电阻、高电压放大倍数、低输出电阻的放大器。它由多个功能不同的放大单元电路级连组成。根据级连位置，在图1中称第一级差动放大器为输入放大器或前置放大器，称第二级电压放大器为通道放大器，称第三级甲乙类功率放大器为输出放大器。显然，这三个放大单元电路在整个运放中的位置是不能改变的。

通常，一个实用的放大器至少也应包括输入放大器、通道放大器和输出放大器。在已做过的四个实验中的放大电路都是放大单元电路，并不是一个实用的放大器。其中，实验1是没有交流负反馈的电压放大器，在实际中很少使用；实验2是有交流负反馈的电压放大器，可用做通道放大器；实验3是差动放大器，若去掉输入端的Rb1、Rb2，可用做输入放大器；实验4是甲乙类功率放大器，可用做输出放大器。

理想运放有以下假设（并非是理想运放的全部假设）：

1）开环增益无穷大，Aa0→∞。

2）输入阻抗无穷大，Rai→∞。

3）共模抑制比无穷大，CMRR→∞。

4）输入失调电压为零，Vioff→0。

5）输入失调电流为零，Iioff→0。

6）输出电阻为零，Rao→0。

以上假设使电路分析大大简化，得到的结果往往十分简洁。

实际运放的前三项都不是无穷大，后三项也都不为零。

在实际电路中，电路的实际性能指标与设计值之间有差别这是不可避免的，只要这种差别足够小，或在允许的范围内，就可以认可。例如：

当运放的开环增益大于大于用运放构成的闭环放大器的闭环增益时，就可以认为运放的开环增益无穷大，即Aa0→∞。

当运放输入端所接电阻的阻值远小于小于运放输入电阻时，就可以认为运放的输入阻抗无穷大，即Rai→∞。

当用运放构成的放大器的输入电阻远小于小于共模干扰源内阻时，就可以认为运放共模抑制比无穷大，即CMRR→∞。

当运放直流闭环后，输入信号电压大于大于输入失调电压时，就可以认为运放的输入失调电压为零，即Vioff→0。

当与运放输入端相连元件中的电流大于大于输入失调电流时，就可以认为运放的输入失调电流为零，即Iioff→0。

当运放输出端所接负载电阻远大于大于运放输出电阻时，就可以认为运放的输出电阻为零，即Rao→0。

在许多场合，理想运放的假设并不成立。例如：

某运放在10KHz处的开环增益为100，用该运放组成的反向输入放大器，用理想运放假设按闭环增益为20倍设计。当输入信号频率为10KHz时，放大器的实际放大倍数约为16倍。可见，这里就不能假设运放的开环增益为无穷大。

某运放的CMRR为100dB，而要求设计的放大器输入阻抗大于2M，共模抑制比大于93dB，这时候就不能假设运放的CMRR无穷大。

某电压型运放的输出电阻为60，通常要求负载大于等于2K，运放才能正常工作，才能假设运放Rao→0。若负载电阻过小，例如，负载被误接为100Ω，则运放不能正常工作，还有可能损坏运放。

实验6图6.1所示积分器，由于直流开环，运放直流开环增益很大，运放输入端的直流失调电压将乘以开环放大倍数被放大，往往使输出直流超过运放的直流偏置电压，积分器因阻塞而不能工作。这时就不能假设运放输入失调电压为零。

称由R、C和运放组成的电路为有源RC电路。这是一类广泛使用的电路。用运放和RC的电压放大器是有源RC电路中的一类电路。

在电子专业教学计划中，通常“模拟电路”是第一门电子技术课。在此之前，学习者大都仅仅学习了“电路分析”或/和“电工学”，可能只有少数学校已讲授了“信号与系统”。所以，为了简化，在模拟电路课程中往往以“理想运放”为基础讲述有源RC电路。实际情况是：由“理想运放”导出的对有源RC电路的描述往往在几KHz以上的频段上就与实际电路有差别，甚至有很大差别。电路实验课的内容是面对实际电路的。在以后关于运放的实验中，将主要强调用计及运放频率特性的分析方法分析有源RC电路，由此导出的对有源RC电路的描述与实际电路的差别将大大缩小。

5. 运放的频率特性

运放被认为是线性电路。由线性系统理论，

当电路的输入

x(t)X0sin(tx) （2-1）

为正弦波时，则输出y（t）为与x（t）同频率的

正弦波，其幅值被电路|H（j）|加权，相位被延迟H（）

y(t)H(j)X0sin(tXH()) （1）

称

H(j)Y(j)H(j)ejH() （2） X(j)

为电路的频率特性函数，其中，|H（j）|为幅频特性函数，H（）为相频特性函数。对实际电路，即物理可实现系统，H（）≤0。由线性系统理论还可知，对于最小相位线性系统的幅频特性与相频特性不是相互独立的，即已知幅频特性可以导出相频特性，已知相频特性可以导出幅频特性。所以，在后面计及运放的频率特性时，往往仅使用其幅频特性。使用运放的幅频特性与使用运放的频率特性是等价的。

以OP07为例试述运放的频率特性。图2-2为OP07的典型频率特性曲线，又称为

Bode

图5.3 OP07的典型频率特性曲线

图。由曲线可知，它是一个典型的二阶系统，其传递函数为

Ao(s)

在稳态 Vo(s)k0k012 （3） Vi(s)(T1s1)(T2s1)(s1)(s2）

Vo(j)k012 （4） Vi(j)(j1)(j2)Ao(j)

其中，Vo(jω)为运放输入的付立叶变换，Vi(jω)为运放输入的付立叶变换。称（4）式为运放的频率特性函数。其中，k0为开环增益，约为112dB，即400000； f1 ≈1.5Hz,ω1≈

9.425rad/s，T 1=1/ω1≈106ms；f2≈270kHz,ω2≈1.696*106rad/s, T2=1/ω2≈589ns；带宽

增益积BWG=400kHz。

6. 实验内容

1)同相输入放大器

同相输入放大器如图5.4。由电路可立以下方程

VNR1VoR1R2 (5)

(ViVN)Ao(s)Vo

其中，Ao（s）为运放的传递函数。经代数运算可得同相输入

放大器的传递函数

H(s)Ao(s)Ao(s) (6) 1FAo(s)1Ao(s)/H(0)

其中，F=R1/（R1+R2）为反馈系数；H(0)≈1/F为理想运放假设时的同相输入放大器的电压放大倍数。称0.707Ao(0)处的频率为截止频率ωc。由于ω1<

（3）式简化为

Ao(s)k01 （7） s1

将（7）式代入(6)式

H(s)k01 （8） s1(1k0F)

可见，在计及运放频率特性后，同相输入放大器为一阶低通电路，其截止频率为

n1(1k0F)1(1k0/H(0))1k0/H(0) （9）

若在图5.4所示电路中，R2=10KΩ，R2=390KΩ,则由（9）式可得

fn1.54105/4015KHz （10）

可见，理想运放假设时的同相输入放大器的电压放大倍数越大，其通频带越窄。本例的通频带为（0，fn）。图5.5是用EWB仿真的结果。由图可知，其fn约为15.6KHz。可见，使同相输入放大器具有如图5.5所示幅频特性的主要原因是运放的频率特性。

若在图3-1所示电路中，R1=10KΩ，R2=390KΩ,则由（3-5）式可得

fn1.54105/4015KHz （11）

在图5.4中取R2=10KΩ，R2=390KΩ，运放为OP07，测量同相输入放大器的幅频特性曲线。将运放换为LF353，在测量同相输入放大器的幅频特性曲线。试比较两者的同异，试分析原因。

2）反相输入放大器

反相输入放大器如图5.6 。由电路可立以下方程

ViVNV0VN0 (12) R1R2

V0A0(s)VN

其中，Ao（s）为运放的传递函数。经代数运算可得反相

输入放大器的传递函数

H(s)Ao(s)A0(s)R2 (13) H(0)R1A0(s)1R2/R1Ao(s)1H(0)

其中，H(0)=–R2/R2，为理想运放假设时的反相输入放大器的电压放大倍数。将（7）式代入(13)式

H(s)k01H(0) （14） 1H(0)s1(1k0/(1H(0)))

可见，在计及运放频率特性后，反相输入放大器亦为一阶低通电路，其截止频率为

n1(1k0/(1H(0))1k0/H(0) （15）

若在图5.6所示电路中，R1=10KΩ，R2=400KΩ,则由（15）式可得

fn1.54105/4015KHz （16）

可见，在理想运放假设下，反相输入放大器的电压放大倍数越大，其通频带越窄。图5.7是用EWB仿真的结果。由图可知，其fn约为15KHz。

在图5.6中取R1=10KΩ，R2=400KΩ，运放为OP07，测量同相输入放大器的幅频特性曲线。将运放换为LF353，在测量同相输入放大器的幅频特性曲线。试比较两者的同异，试分析原因。

有反馈电容的反相输入放大器（一阶低通滤波器）

电路如图5.8。若假设运放开环增益无穷大，则十分容易得

到其传递函数，

H1(s)

R21R1R2Cs1H0nN0(s)snD0(s) （17）

其中，H0=－R2/R1，0=1/R2C。若运放的频率特性如图5.3，

计及运放频率特性可立出运放反相输入端电流方程和运放

电压传输方程，（18） Vig1(g1g2sC)VN(g2sC)Vo0

VNAo(s)Vo

其中，g为电导。将上式写成矩阵形式

g1g2sCA(s)o(g2sC)VNVig1V0 （19） 1o

H0n用Grame法则解方程（19）式可得 H2(s)11(so)H0nAo(s)Ao(s) （20）

N0(s)N(s)D0(s)D1(s)D2(s)D(s)sn

其中，N0(s)、D0(s)如（17）式，D1(s)=(s+n)/Ao(s)=D0(s)/Ao(s)，D2(s)=H0n/Ao(s)=N0(s)/Ao(s)。可见，在计及运放频率特性后，滤波器的传递函数的分母增加了两项D

在稳态，有s=jω,因此可有Ao(jω)=Aoejφ，其中，如图5.3，A0为ω处运放的开环增益，φ为ω应（20）式绘制矢量图，设φ0=－90°，如图5.9。由图可知，实际电路由于运放开环增益存在相移φ增大了。

绘制图5.9点是：对于传递函数分母关于s传递函数分母关于s

分母，其物理意义十分显现，可用于分析电路、指导电路设计和调整。

对图5.8所示电路做EWB仿真。取R1=10kΩ、R2=100kΩ，当C=1nF时，按理想运放计算ωn=10000rad/s，即1.5915kHz，仿真结果为不到1.5170kHz，如图5.10。当C=100pF时，按理想运放计算ωn=100000rad/s，即15.915kHz，仿真结果仅为11.2039kHz，如图5.11。

图

5.10

图5.11

在图5.6中取R1=10KΩ，R2=400KΩ，C=100pF,运放为OP07，测量同相输入放大器的幅频特性曲线。将运放换为LF353，在测量同相输入放大器的幅频特性曲线。试比较两者的同异，试分析原因。

3) 三运放仪器放大器

三运放仪器放大器电路如图5.12。由于该电路输入电阻大，约为2MΩ，通频带约为（0.2Hz,100Hz），可见该电路容易招来50Hz 共模干扰，所以应使电路具有较大的CMRR，即使电路的共模放大倍数尽可能小。将R9改为91kΩ固定电阻与20k Ω可变电阻的串联，用于调整，使电路的共模电压放大倍数尽可能小。在绪论中以过说明，为了使电路的共模电压放大倍数尽可能小，输入端的电容C1、C2和电阻R1、R2应尽可能一致。那么电路中的其它R、C元件与电路共模电压放大倍数有什么关系呢？试分析如下。

为简化分析，将图5.12简化为图5.13，为推导共模电压放大倍数，在图中不再假设R4=R5、R6=R7、R8=R9，本例的差模放大倍数约为200倍，通频带约为（0.2Hz,100Hz），所

以可认为运放是近似的理想运放。简化后的三运放仪器放大器共模电压放大倍数推导如下。

当V1≠0、V2接地(V2=0)时，如图5.13，对于AR1，AR2输入端“虚短”，AR1、R3、R4等效为同相输入放大器，所以

V3(1R4)V1 （21） R3

对于AR2，AR1输入端“虚短”，VNAR1≈V1，VNAR1为AR1反相输入端电压，AR2、R3、R5等效为反相输入放大器，所以

V4R5V1 （22） R3

利用线性系统的可迭加性，可知由V1引起的输出为

Vo1(R8R9R6R8R5R)(14)V1()V1 （23） R6R3R7R9R6R3

同理可得当V1=0、V2≠0时，由V2引起的输出为

Vo2R8R4R9R6R8RV2(15)V2 （24） R6R3R7R9R6R3

当电路的输入为共模电压时，有V1=V2=VC，其中VC为共模电压，输出为

VoVo1Vo2

共模电压放大倍数为 R6R9R7R8VC （25） R6(R7R9)

AVCVoR6R9R7R8 （26） VCR6(R7R9)

可见，共模电压放大倍数仅与R6、R7、R8、R9有关。若R6R9=R7R8，则共模电压放大倍数为零。

那么是否有可能将AVC

调得十分接近零呢？做以下共模电压放大倍数的灵敏度分析可

知，这是十分困难的。定义电路参数的相对变化率与电路元件值的相对变化率之比为电路参数的灵敏度。例如，对于本例，共模电压放大倍数AVC关于电阻R6的灵敏度为

SAvc

R6

同样，有 dAVCAVCRdAVCR7R8 （27） 6dR6R6AVCdR6R6R9R7R8

SAvc

R7dAVCAVCRdAVCR7R9R6R8 （28） 7dR7R7AVCdR7R6R9R7R8R7R9

因为在设计中要求R6=R7、R8=R9，在实际电路中有R6≈R7、R8≈R9，所以

SAvc

R7

同理有 dAVCAVCRdAVCR7R9 （29） 7dR7R7AVCdR7R6R9R7R8

SAvc

R8dAVCAVCRdAVCR7R8 （30） 8dR8R8AVCdR8R6R9R7R8

dAVCAVCRdAVCR7R9 （31） 9dR9R9AVCdR9R6R9R7R8SAvcR9

这说明，当R6R9 →R7R8时，共模电压放大倍数的灵敏度将趋向无穷大，实际电路中R6和R7 、R8和R9不可能完全相等，当R6R9 →R7R8时，R6和R7 、R8和R9之间微小差异，将使共模电压放大倍数AVC发生较大的变化，所以，实际电路的AVC不会等于零。

上述分析还说明，若用一个可变电阻，通过调整可变电阻使实际电路的AVC尽可能小，则可用可变电阻替代R6、R7 、R8和R9中的任一电阻。本实验电路建议用可变电阻替代R9。

在用可变电阻替代R9后，对于图5.12所示的电路，要使AVC尽可能小，就应使C1与C2、C3与C4、C5与C6、R1与R2、R6与R7尽可能相等。

在面包板上实现图5.12所示电路，使其AVC尽可能小。测量其幅频特性、共模抑制比CMRR、输入端短路时的输入端等效输入噪声电压有效值和等效输入直流漂移。

7．思考题

1）选同相输入放大器做通道放大器，是否适当？为什么？

2）若信号源为高内阻信号源，选反相输入放大器做前置放大器，是否适当？为什么？

3）三运放仪器放大器输入端的隔直电容是否因对称？为什么？

4）试述三运放仪器放大器同相输入端对地电阻的作用。

实验5用运放的电压放大电路

实验5 有源RC电压放大电路

1. 实验目的

学习有源RC电压放大器。本实验有三个电路，同相输入放大器，反相输入放大器，三运放仪器放大器。

2. 实验仪器

示波器、信号发生器、交流毫伏表、数字万用表。

3. 预习内容

1）阅读LF353的“数据手册”，了解LF353的性能。

2）复习关于用运放和RC组成的电压放大器的理论知识。

3) 阅读本次实验的教材，学习关于计及运放频率特性的有源RC电路的分析方法。

4. 运算放大器与有源RC电路

图1是LF353数据手册中给出的简化原理

图。由图可见，它可划分为三个单元电路。第

一个单元是由漏极电流源I1、场效应管Q1、Q2

和源极恒流源负载（由Q3、D1、R1、R2组成）

组成的差动放大器。容易看出，它有很高的输

入电阻和很大的CMRR（共模抑制比）。第二个

单元是由集电极电流源I2、第三个单元防输出

交越失真二极管D2、D3、三极管Q4和交流电

压负反馈电容C1组成。容易看出，它有很高的

电压放大倍数。第三个单元是由Q5、Q6和防

输出交越失真二极管D2、D3组成的甲乙类功率放大器。容易看出，它放大电流，使运放有

一定的带负载能力，亦使运放的输出电阻足够小。

理想运放有以下假设（并非是理想运放的全部假设）：

1）开环增益无穷大，Aa0→∞。

2）输入阻抗无穷大，Rai→∞。

3）共模抑制比无穷大，CMRR→∞。

4）输入失调电压为零，Vioff→0。

5）输入失调电流为零，Iioff→0。

6）输出电阻为零，Rao→0。

以上假设使电路分析大大简化，得到的结果往往十分简洁。

实际运放的前三项都不是无穷大，后三项也都不为零。

在实际电路中，电路的实际性能指标与设计值之间有差别这是不可避免的，只要这种差别足够小，或在允许的范围内，就可以认可。例如：

当运放的开环增益大于大于用运放构成的闭环放大器的闭环增益时，就可以认为运放的开环增益无穷大，即Aa0→∞。

当运放输入端所接电阻的阻值远小于小于运放输入电阻时，就可以认为运放的输入阻抗无穷大，即Rai→∞。

当用运放构成的放大器的输入电阻远小于小于共模干扰源内阻时，就可以认为运放共模抑制比无穷大，即CMRR→∞。

当运放直流闭环后，输入信号电压大于大于输入失调电压时，就可以认为运放的输入失调电压为零，即Vioff→0。

当与运放输入端相连元件中的电流大于大于输入失调电流时，就可以认为运放的输入失调电流为零，即Iioff→0。

当运放输出端所接负载电阻远大于大于运放输出电阻时，就可以认为运放的输出电阻为零，即Rao→0。

在许多场合，理想运放的假设并不成立。例如：

某运放的CMRR为100dB，而要求设计的放大器输入阻抗大于2M，共模抑制比大于93dB，这时候就不能假设运放的CMRR无穷大。

称由R、C和运放组成的电路为有源RC电路。这是一类广泛使用的电路。用运放和RC的电压放大器是有源RC电路中的一类电路。

5. 运放的频率特性

运放被认为是线性电路。由线性系统理论，

当电路的输入

x(t)X0sin(tx) （2-1）

为正弦波时，则输出y（t）为与x（t）同频率的

正弦波，其幅值被电路|H（j）|加权，相位被延迟H（）

y(t)H(j)X0sin(tXH()) （1）

称

H(j)Y(j)H(j)ejH() （2） X(j)

以OP07为例试述运放的频率特性。图2-2为OP07的典型频率特性曲线，又称为

Bode

图5.3 OP07的典型频率特性曲线

图。由曲线可知，它是一个典型的二阶系统，其传递函数为

Ao(s)

在稳态 Vo(s)k0k012 （3） Vi(s)(T1s1)(T2s1)(s1)(s2）

Vo(j)k012 （4） Vi(j)(j1)(j2)Ao(j)

69.425rad/s，T 1=1/ω1≈106ms；f2≈270kHz,ω2≈1.696*10rad/s, T2=1/ω2≈589ns；带宽

增益积BWG=400kHz。

6. 实验内容

1)同相输入放大器

同相输入放大器如图5.4。由电路可立以下方程

VNR1VoR1R2 (5)

(ViVN)Ao(s)Vo

其中，Ao（s）为运放的传递函数。经代数运算可得同相输入

放大器的传递函数

H(s)Ao(s)Ao(s) (6) 1FAo(s)1Ao(s)/H(0)

其中，F=R1/（R1+R2）为反馈系数；H(0)≈1/F为理想运放假设时的同相输入放大器的电压放大倍数。称0.707Ao(0)处的频率为截止频率ωc。由于ω1<

（3）式简化为

Ao(s)k01 （7） s1

将（7）式代入(6)式

H(s)k01 （8） s1(1k0F)

可见，在计及运放频率特性后，同相输入放大器为一阶低通电路，其截止频率为

n1(1k0F)1(1k0/H(0))1k0/H(0) （9）

若在图5.4所示电路中，R2=10KΩ，R2=390KΩ,则由（9）式可得

fn1.54105/4015KHz （10）

若在图3-1所示电路中，R1=10KΩ，R2=390KΩ,则由（3-5）式可得

fn1.54105/4015KHz （11）

2）反相输入放大器

反相输入放大器如图5.6 。由电路可立以下方程

ViVNV0VN0R1R2 (12)

V0A0(s)VN

其中，Ao（s）为运放的传递函数。经代数运算可得反相

输入放大器的传递函数

H(s)Ao(s)A0(s)R2 (13) H(0)R1A0(s)1R2/R1Ao(s)1H(0)

其中，H(0)=–R2/R2，为理想运放假设时的反相输入放大器的电压放大倍数。将（7）式代入(13)式

H(s)k01H(0) （14） 1H(0)s1(1k0/(1H(0)))

可见，在计及运放频率特性后，反相输入放大器亦为一阶低通电路，其截止频率为

n1(1k0/(1H(0))1k0/H(0) （15）

若在图5.6所示电路中，R1=10KΩ，R2=400KΩ,则由（15）式可得

fn1.54105/4015KHz （16）

可见，在理想运放假设下，反相输入放大器的电压放大倍数越大，其通频带越窄。图5.7是用EWB仿真的结果。由图可知，其fn约为15KHz。

有反馈电容的反相输入放大器（一阶低通滤波器）

电路如图5.8。若假设运放开环增益无穷大，则十分容易得

到其传递函数，

H1(s)

R21R1R2Cs1H0nN0(s)snD0(s) （17）

其中，H0=－R2/R1，0=1/R2C。若运放的频率特性如图5.3，

计及运放频率特性可立出运放反相输入端电流方程和运放

电压传输方程， Vig1(g1g2sC)VN(g2sC)Vo0

VNAo(s)Vo

其中，g为电导。将上式写成矩阵形式（18）

g1g2sCA(s)o(g2sC)VNVig1V0 （19） 1o

H0n用Grame法则解方程（19）式可得 H2(s)11(so)H0nAo(s)Ao(s) （20）

N0(s)N(s)D0(s)D1(s)D2(s)D(s)sn

其中，N0(s)、D0(s)如（17）式，D1(s)=(s+n)/Ao(s)=D0(s)/Ao(s)，D2(s)=H0n/Ao(s)=N0(s)/Ao(s)。可见，在计及运放频率特性后，滤波器的传递函数的分母增加了两项D

绘制图5.9点是：对于传递函数分母关于s传递函数分母关于s

分母，其物理意义十分显现，可用于分析电路、指导电路设计和调整。

图

5.10

图5.11

3) 三运放仪器放大器

以可认为运放是近似的理想运放。简化后的三运放仪器放大器共模电压放大倍数推导如下。

当V1≠0、V2接地(V2=0)时，如图5.13，对于AR1，AR2输入端“虚短”，AR1、R3、R4等效为同相输入放大器，所以

V3(1R4)V1 （21） R3

对于AR2，AR1输入端“虚短”，VNAR1≈V1，VNAR1为AR1反相输入端电压，AR2、R3、R5等效为反相输入放大器，所以

V4R5V1 （22） R3

利用线性系统的可迭加性，可知由V1引起的输出为

Vo1(R8R9R6R8R5R)(14)V1()V1 （23） R6R3R7R9R6R3

同理可得当V1=0、V2≠0时，由V2引起的输出为

Vo2R8R4R9R6R8RV2(15)V2 （24） R6R3R7R9R6R3

当电路的输入为共模电压时，有V1=V2=VC，其中VC为共模电压，输出为

VoVo1Vo2

共模电压放大倍数为 R6R9R7R8VC （25） R6(R7R9)

AVCVoR6R9R7R8 （26） VCR6(R7R9)

可见，共模电压放大倍数仅与R6、R7、R8、R9有关。若R6R9=R7R8，则共模电压放大倍数为零。

那么是否有可能将AVC

调得十分接近零呢？做以下共模电压放大倍数的灵敏度分析可

SAvc

R6

同样，有 dAVCAVCRdAVCR7R8 （27） 6dR6R6AVCdR6R6R9R7R8

SAvc

R7dAVCAVCRdAVCR7R9R6R8 （28） 7dR7R7AVCdR7R6R9R7R8R7R9

因为在设计中要求R6=R7、R8=R9，在实际电路中有R6≈R7、R8≈R9，所以

SAvc

R7

同理有 dAVCAVCRdAVCR7R9 （29） 7dR7R7AVCdR7R6R9R7R8

SAvc

R8dAVCAVCRdAVCR7R8 （30） 8dR8R8AVCdR8R6R9R7R8

dAVCAVCRdAVCR7R9 （31） 9dR9R9AVCdR9R6R9R7R8SAvcR9

在用可变电阻替代R9后，对于图5.12所示的电路，要使AVC尽可能小，就应使C1与C2、C3与C4、C5与C6、R1与R2、R6与R7尽可能相等。

7．思考题

1）选同相输入放大器做通道放大器，是否适当？为什么？

2）若信号源为高内阻信号源，选反相输入放大器做前置放大器，是否适当？为什么？

3）三运放仪器放大器输入端的隔直电容是否因对称？为什么？

4）试述三运放仪器放大器同相输入端对地电阻的作用。

2-BJT共射极电压放大电路

实验二 BJT共射极电压放大电路

一、实验目的

1、通过对单级晶体管低频电压放大电路的工程估算、安装和调试，掌握放大器的主要性能指标及其测试方法；

2、掌握双踪示波器、函数发生器、交流毫伏表、直流稳压电源和万用表的使用方法。

二、实验仪器与器材

三极管9011/9013等。将扁平的一面面向自己，管脚朝下放置，则从左至右三个管脚依次为E（发射极）、B（基极）、C（集电极）。

三、实验内容

图2－1 射极偏置电路

按图2-1接线。

1．研究静态工作点变化对放大器性能的影响（1）输入Vs不加任何信号【建议只接直流通路】，调整RW，使静态集电极电流ICQ＝2mA，测量并记录静态时晶体管集电极-发射极之间电压VCEQ 。（需计算理论值）具体步骤：

1、调整RW，测量ICQ＝2mA，因为在测量电流时，需要把万用表串联到电路中，测量极为不便，所以我们可以把测量电流转化为测量电压，ICQ＝2mA ==》VCQ＝6V 2、此时再用万用表来测量VCEQ之间的电压。 VCEQ＝VCC -VCQ-VEQ ＝ 4 V

（2）调整RW使ICQ为2mA（即VCQ＝6V），在放大器输入端输入频率f=1 kHZ的正弦信号，调节信号源输出电压VS，使Vi＝5mV，测量并记录VS、Vo和Vo＇，并计算放大器的AV、A’V、Ri、Ro （Ri、Ro计算公式见书63页、64页）。并记入表2-1中。（注意：用二踪示波器监视Vo及Vi波形时，必须确保在Vo基本不失真时再读数，用交流毫伏表测量电压有效值）

表2-1 静态工作电流对放大器A

、R的影响

AV

V0

2AV Vi



它等于放大器输入端信号电压Vi与输Ri系指从放大器输入端看进去的交流等效电阻，入电流Ii之比。即Ri

。 Ii

本实验采用换算法测量输入电阻。测量电路如下图所示。在信号源与放大器之间串入一个已知电阻RS，只要分别测出VS和Vi ，则输入电阻为

Ri

ViViVi

RS Ii(VsVi)/RsVsVi

RO指将输入电压源短路，从输出端向放大器看进去的交流等效电阻。它和输入电阻Ri同样都是对交流而言的，即都是动态电阻。用换算法测量RO的原理如下图所示。

在放大器输入端加入一个固定信号电压Vs，分别测量当已知负载RL断开和接上时的输出电压VO´和VO，则 RO=( VO´/ VO-1)RL

2．观察不同静态工作点对输出波形的影响用二踪示波器监视Vo及Vi波形，

（1）增大RW的阻值，观察输出电压波形是否出现截止失真（若RW增大至最大，波形失真仍不明显，则可在R1支路中再串一只电阻或适当加大Vi来解决），描出失真波形。

（2）减小RW的阻值，观察输出电压波形是否出现饱和失真，描出失真波形。

对于共射极反相放大器，输出电压的波形是：

波形底部为饱和失真；波形顶部为截止失真。

3．测量放大器的最大不失真输出电压

分别调节RW和VS ，用示波器观察输出电压V0波形，使输出波形为最大不失真正弦波（当同时出现正、负向失真后，稍微减小输入信号幅度，使输出波形的失真刚好消失时的输出电压幅值）。测量此时静态集电极电流ICQ和输出电压的峰－峰值VOP-P 。

4．测量放大器幅频特性曲线（不作要求）

调整ICQ＝2mA ，保持Vi＝5mV不变，改变信号频率，用逐点法测量不同频率下的V0

值，记人表2－2中，并作出幅频特性曲线,定出3dB带宽BW = fH–fL。

四预习要求

（1）掌握小信号低频电压放大器静态工作点的选择原则和放大器主要性能指标的定义及其测量方法。

（2）复习射极偏置的单级共射低频放大器工作原理（参见图2－1）、静态工作点的估算及AV 、Ri、R0的计算。（需理论计算，实验报告中要有完整的计算过程！）

五实验报告要求

（1）画出实验电路图，并标出各元件数值。

（2）整理实验数据，计算AV、A’V、Ri、Ro值，列表比较其理论值和测量值，并加以

分析。

（3）讨论静态工作点变化对放大器性能（失真、输入电阻、电压放大倍数等）的影响。（4）用单对数坐标纸画出放大器的幅频特性曲线，确定fH 、fL 、AVM和BW值。（5）用方格纸画出本实验内容4和5中有关波形，并加以分析讨论。

六思考题

（1）如将实验电路中的NPN管换为PNP管，试问： ①这时电路要作哪些改动才能正常工作？

②经过正确改动后电路其饱和失真和截止失真波形是否和原来相同？为什么？（2）图2-1电路中上偏置串接RW 起什么作用？

单管低频电压放大电路

实验7 单管低频电压放大电路

实验目的

1. 认识实验所用的电子元器件（双极型晶体管、电阻、电位器和电容器等）。 2. 学习看图接线，能熟练使用常用电子测量仪器。 3. 学习单管电压放大电路的基本测试方法。

4. 了解双极型晶体管电压放大电路中引入负反馈后对其工作性能的影响。

实验原理

1. 单管低频电压放大电路介绍

CCO

e图3.7a.1单管低频电压放大电路

阻容耦合分压偏置共发射极电压放大电路如图3.7a.1所示。该电路中的双极型晶体管T是电路中的放大器件，它能把输入回路（基极—发射极）中微小的电流信号在输出回路中（集电极—发射极）放大为一定大小的电流信号。输出回路中得到的较大输出电流是源自直流电源，双极型晶体管在电路中实际上起着电流控制作用。电源UCC提供放大电路能量，还为双极型晶体管的集电极提供反向偏置，使其处于放大工作状态；并通过基极电阻RB1 和RB2的分压，提供合适的基极电压，调节电位器RP的阻值可以改变基极电流，从而改变集电极电流。集电极电阻RC可以将集电极电流的变化变换为集电极电压的变化，在输出回路中得到放大的电压信号。发射极电阻RE对集电极电流的直流分量有负反馈的作用，稳定了静态工作电流。发射极电容CE对集电极电流的交流分量提供了交流通路，起了分流交流作用。C1、C2能够分隔直流电位，通过交流分量电流，起到隔直流通交流的作用；它们分别把交流信号电流输入基极以及把放大后的交流信号电压送到负载端，而不影响晶体管的直流工作状态。

2. 静态工作点Q的估算

当外加输入信号为零时，在直流电源的作用下，基极和集电极回路的直流电流和电压分别用IBQ、UBEQ、ICQ 、UCEQ表示，并在其输入和输出特性上各自对应一个点，称为静态工作点。此时电路的直流通路如图3.7a.2所示。

假设I1IBQ，UBE＝0.7V，则有 UBQ

IEQUBQ−UBERB2

， IBQ= ≈CC ， IEQ=

1+βRERB1+RB2

由于ICQ≈IEQ， UCEQ≈UCC−ICQ(RC+RE)

CCI1

图3.7a.2电压放大电路的直流通路

3. 静态工作点的选择

放大器静态工作点Q的位置对放大器放大信号有很大影响，从图3.7a.3的输出特性图上能直观地看到。选择Q点时，若静态电压居中，集电极电流ICQ也适中，它能最大不失真地放大输入的信号，放大器工作在晶体管的放大区域。如调节RP，改变基极偏置电流IB

从而也改

变了集电极电流IC ，使工作点上移到Q1点，放大器就工作在晶体管放大电路的饱和区。输入较大的信号就会产生饱和失真，输出波形的下半波被截。如果工作点下移到Q2点，放大器工作在晶体管放大电路的截止区，输入较大的信号就会产生截止失真，输出波形的上半波被截。

图3.7a.3放大电路的静态工作点

4. 放大电路的电压放大倍数

如把放大电路看作一个“黑盒子”，并等效为一个双端口有源网络，如图3.7a.4所示，在输出端断开（空载）及接通负载电阻RL（负载）两种情况下测定Ui及UO，求出它们的比值Au。称为放大电路的电压放大倍数。

空载时 AuO=

UOCUi

•

负载时 AuL=

UOLUi

•

图3.7a.4测量放大电路电压放大倍数的等效电路

5. 输入电阻的测量

输入电阻Ri即为放大电路输入端看入的内阻。在图3.7a.4的输入回路中具有以下的分压关系；

RiUiUi

则Ri=RS =

ES−UiRSES−Ui

所以，已知RS并测出ES及Ui即可求得Ri。

6. 输出电阻的测量

输出电阻RO即为放大电路输出端看入的内阻。（1）输出端开路短路法

开路时测开路电压UOC=EO,短路时测短路电流ISC，则输出电阻RO=

EOUOC

。 =

ISCISC

（2）输出端通断负载法

若输出端不允许短路或直接测ISC有困难，则输出端接通负载电阻RL，此时输出电压

UOL=EO

E−UOLU−UOLRL

，换算得RO=O RL=OCRL。

UOLUOLRO+RL

7. 放大电路中的负反馈

在分压偏置共发射极单管放大电路中，若在输出端与基极间接入电阻RF则构成电压并联负反馈。RF对外来输入信号电流形成分流（输出信号电压与输入信号电压反相）使基极实际输入的信号电流下降，降低了电压放大倍数。

CCO

e100kΩ

图3.7a.5电压并联负反馈电路

若在图3.7a.1所示的电路中，在三极管的发射极和RE、CE之间串联接入一个低阻值电阻RE1,则构成电流串联负反馈，这样发射极电流中的交流分量通过发射极电阻RE1形成交流电压降（与输入信号电压同相），在输入回路中抵消了一部分输入信号电压，使实际输入的信号电压及信号电流减少，电流串联负反馈降低了电压放大倍数。

放大器中引入负反馈后虽然减少了电压放大倍数，但它的电压放大倍数稳定性、非线性失真、输入阻抗、输出阻抗和频带宽度都会得到改善。

8. 射极输出器

射极输出器(图3.7a.6)电路中的三极管集电极直接接电源，其输出电压从发射极引出，与输入信号电压同相。同时输出电压又全部反馈到输入回路，抵消了大部分输入信号电压，构成了电压串联负反馈放大器，电压放大倍数小于近似于

1。由于大部分输入信号电压被抵消，大大地减少了在BE间实际输入的信号电压及信号电流，就相当于把输入阻抗提高了数十倍，同时电压负反馈能够稳定输出信号电压，就相当于大大地减少了放大器的输出阻抗。利用射极输出器输入阻抗很高，输出阻抗很小的特征，可以用作多级放大的输入级或输出级，同时利用其能够放大电流的特点可以起功率输出作用。

UCC

e图3.7a.6射极输出器

2. 函数发生器 2Hz~2MHz 5VP-P 3. 示波器 0～20MHz 双踪 5. 万用表

1台 1台

1. 直流稳压电源 0～30V 0～1 A 1台

4. 交流毫伏表 100μV~300V 5Hz~2MHz 1台

1台

6. 直流毫安表 0～50mA 1只 7. 实验电路板

1块

1. 对照电路图（图3.7a.1）认识在实验电路板上的电子元器件（双极型晶体管、电阻、电位器和电容器）及各个接线端。

2. 测量静态工作点

首先按图3.7a.1在实验板上接线，电路输入端不接信号源。接入直流电源（＋12V）和直流毫安表。通电后，通过调节基极偏置电路中的100kΩ电位器RP把IC调到1.6mA，按表3.7a.1用万用表电压档测量静态工作电压，记录测得的数据。

表3.7a.1测试静态工作点

估算值实测值

3. 观察不同工作点的输入和输出波形

在放大器的输入端加入一个频率为1kHz的正弦波，用示波器观察输入和输出波形。在IC=1.6mA时，逐渐加大输入信号电压，用示波器观察输出波形，使它达到幅度最大且不失真，然后调整IC为2.4 mA 和0.5 mA ，不要改变输入信号，再用示波器观察输出波形并画在表3.7a.2中。

UB / V

UBE/ V

UE/ V

UCE/ V

IC / mA

1.6

取以上三种工作点时，放大器工作在什么区域？

4. 测量输入电压和输出电压，计算电压放大倍数、输入电阻和输出电阻

在eS端接入1kHz正弦波信号电压，要求Ui为10mV，IC=1.6mA，测量信号源输出电压ES、接入负载电阻RL时的输出电压UOL、不接RL时的空载输出电压UOC。

表3.7a.3电压放大倍数、输入电阻和输出电阻

Ui / mV ES / mV UOL/ V UOC/ V10

AuL

AuO

Ri / kΩ RO / kΩ

根据实验原理中计算式计算电压放大倍数AuL、AuO输入电阻Ri和输出电阻RO。 5. 测量电压并联负反馈放大器的源电压放大倍数及放大倍数稳定性

通过RF把输出电压UO引入输入端S与输入信号并联，形成电压并联负反馈电路如图3.7a.5。（图中若不需要负反馈可把RF断开,就是无反馈电路。)

Auso=

UOC

AuSL=

ΔAAuSO−AuSLUOC−UOLUOL

== AAuSOUOCES

在输入端加入100mV, 频率为1kHz的交流信号,测量电路在无反馈和电压并联负反馈时

空载和接入RL（3kΩ）时的输出电压。计算放大器的源电压放大倍数及放大倍数的稳定性。

6. 观察负反馈减小放大器非线性失真（1）无反馈电路（图3.7a.1）

在输入端输入频率为1kHz、电压为140mV左右的正弦信号，在输出端用示波器观察输出电压波形，逐渐增大输入信号，使输出电压波形稍有一些失真（上下半波不对称）。（2）电压并联负反馈电路（图3.7a.5）

把电路改接成电压并联负反馈电路, 增大输入信号电压,使输出信号幅度与无反馈电路相同，在输出端用示波器观察输出电压波形，上下半波不对称情况是否改善。

7. 测量无反馈和有反馈时的带宽

在无反馈和有反馈两种情况下，接通负载电阻RL，用1kHz信号送入放大器，调节输入信号大小，在输出端测得1V电压，并记下此时的ES。然后增大及减小信号频率，保持信号源电压ES幅度不变，测出输出电压为0.6，0.707，0.8，0.9V时的频率，记录在表3.7a.5及表3.7a.6中。

表3.7a.5测量无反馈放大电路的带宽

f / Hz

0.6

0.9

1k 1

0.9

0.8

UO / V

0.707 0.8

0.707 0.6

ES / mV

表3.7a.6测量电压并联负反馈放大电路的带宽

f/Hz UO / V ES/mV

0.9

1k 1

0.9

0.8

0.6 0.707 0.8

0.707 0.6

在单对数坐标纸上画出用逐点法测出的无反馈和有反馈时的幅频特性图，分析两种电路

的通频带宽度，说明负反馈放大的优点。

8．电流串联负反馈放大电路

在图3.7a.1的基础上，断开晶体管发射极电路，在发射极与发射极电阻和电容并联电路之间串联接入200Ω电阻构成一个电流串联负反馈放大电路。对该电路参照电压并联负反馈电路测试方法进行测试，将数据记录在自拟表格中，并计算电压放大倍数、输入电阻和输出电阻，与无反馈时的相应数值作比较。

9. 射极输出器的电压放大倍数、输入及输出电阻测试（1）按图3.7a.6连接电路。

（2）测量输入、输出电压，计算电压放大倍数、输入电阻和输出电阻（计算方法同步骤4）。

表3.7a.7测射极输出器的输入电阻

ES/mV

100

Ui /mV

Ri/Ω

表3.7a.8测射极输出器的输出电阻

Ui/mV

100

UeL/mV

UeO/mV

AuL

AuO

RO/Ω

实验报告要求

1. 记录双极型晶体管放大器静态工作点及无反馈、有反馈时的各项测试数据。

2. 记录射极输出器的各项测试数据。

3. 根据实验数据及所观察到的波形进行分析，并得出相关的结论。并说明放大器中引入负

反馈对放大器性能的影响。

4. 说明测量电压并联负反馈放大器的放大倍数稳定性时，为什么要用源电压放大倍数来作

比较。

实验现象

1. 静态工作点的估算值和实测值较吻合。如果差别较大，可能是提供的晶体管β值与估算用的β值不一样。

由于电位器的缘故（接2. 观察三种工作点的输出波形时，当IC调得最大时大约为2.5mA。

触不良），示波器上有时会没有波形显示，可往回调一些。当IC调得最小时，如果看不清，同样处理。

实验结果分析

1. 静态工作点的估算值和实测值较吻合。如果差别较大，可能是提供的晶体管β值与估

算用的β值不一样。

2. 当IC为1.6 mA时，放大器工作在放大区，能够输出最大不失真电压波形。当IC为2.5

mA时，放大器工作在饱和区，输出电压负半波被截去部分波形。当IC为0.5 mA时，放大器工作在截止区，正半波被截去部分波形。

3. 有反馈和无反馈时输出波形的失真情况。无反馈时当输入较大信号时，输出波形正半波

峰值电压明显小于负半波。有反馈时明显改善。

4. 电压并联负反馈改善输出电压波形的失真、降低了输出电阻、增加了带宽和提高了电压

放大倍数稳定性。这些性能的改善是以牺牲电压放大倍数为代价的。

实验相关知识

预习要求

1. 了解晶体三极管电压放大电路的工作原理及静态工作点、电压放大倍数、输入电阻、输

出电阻、非线性失真和频带宽度的含义。

2. 了解双极型晶体管电压放大电路中引入负反馈的方法及负反馈对放大器工作性能的影

响，了解射极输出器的功能。

3. 了解常用电子测量仪器的使用方法。

相关知识点

放大电路的组成 E5060201 放大电路静态分析 E5060202

静态工作点的作用 E506020201 静态工作点的稳定 E506020203 放大电路动态分析 E5060203

放大器基本性能指标 E506020301 微变等效电路

射（源）极输出器

放大电路中的负反馈

反馈的概念

反馈的极性与类型

负反馈对放大器性能的影响 E506030204 E506020302 E5060204 E5060302 E506030201 E506030202

注意事项

1. 双极型晶体管管脚e、b和c要分清，正确插入管座。

2. 在测电压放大倍数时，必须把IC调至1.6mA，使放大器工作在放大区。 3. 实验中测量直流电压、交流电压和峰值电压时，应根据不同要求选用万用表、交流毫伏

表和示波器。

电压放大电路的设计与制作

校园电子

阅峨翔国二纷巨刃易翻

维矛鲜滩双门讲擎第二讲电压放大电路的设计与制作

今四川工程职业技术学院

谭孝辉

向守兵

前面两道色环表示一个两位有效数字第三位表示的数字在上一期我们了解了电子技术一些入门基础知识后从这一期开始我们将

开始自己动手制作扩音机各部分单元电

针在刚接上表笔的瞬间偏转一个较大

的角度

倍率

为该色环代表

四色环电阻的

然后逐渐向阻值

。

的方向偏

。

五色环电阻的误差等级一般用棕色表示用金色表示

。

转且最后回到阻值

的位置说明该

为士

电容能进行正常充电但这种测试方法仅限于电容容量较大的情况容量大于

。「

误差等级一般为士

而且误差环距离其它色环稍远在使用

容量过小时指针不会偏转

。

路首先我们来制作前置电压放大电路我们要制作的电路如图所示

。

电阻时其额定功率也是应该考虑的一

个主要参数一般使用的电阻额定功率为四分之一瓦此时在电路中不需要标注其功率要求

如果有具体要求时必

。

但不要

须在电路中予以标注

电容器

电容分为有极性电容和无极性电

容在使用时不能混淆

。

在选择使用电

。

容时电容的标称容量和额定工作电压

耐压值是主要技术指标如果在电路

急于安装在安装和调试电路之前需要

中没有标注电容的耐压值则可以选择

掌握一些关于电子元器件识别和检测的

方法和安装焊接工艺

。

没有耐压值标注的电容

。

电容容量的国际单位是法拉

常用的容量单位有微法

和皮法

、、

一电子元器件的识别与检测

电阻器电阻器的主要参数有标称阻值误差等级和额定功率

纳法电容

它们之间的换算关

纳

「

。

系为

「

也就是说我们

。

容量在标注时可以带上代表单位的符

号

。

、

二极管

二极管的正负极可以根据其外壳上的标记来进行判别一般在其负端有

、

在选择和使用电阻时主要考虑其主要参数是否能满足电路的要求环标注的方式进行还是色环标注

标注法

。

, ,

但有时也不标注单位

。

如

电阻的

果没有标注单位符号表示容量的数字

标称阻值和误差等级以直接标注或色

但应用的最多的

下面我们来介绍色环

小于

时

其容量单位是

“

如

表示电流流向的标记

如色环

色点

表示其容量为

表示容量的数

如

等

。

用指针式万用表

进行测

字大于等于

时其容量单位为

试判别也很简单如果正反向测试两次结果是一次阻值较小一次较大说明

表示其容量为

如果是形如

。

首先我们来看在色环标注法中各种颜色的含义见表

。

三这样的数字〔位整数且个位数

该二极管

户

结单向导电且测试出阻

非零则表示其容量为

表

值较小的那次黑表笔所连接的是二极

管的正极

因为指针式万用表

。

挡内

部电池的正极连接在黑表笔端

三极管

三极管分为

和

尸户两种类

型其尸结可以等效为两个反向连接

例如一只电阻标注的色环分别是

“

电容在使用前

一般不需要测试其容

的户闪结

。

我们可以利用其

。

户闪结的单

红紫黑棕棕

士

。

” ,

表示其标称阻值为

量但可以用指针式万用表测试其充电

向导电性和三极管的电流放大特性来判别三极管的引脚和好坏其测试过程分为三步见图

误差等级

特性

。

方法是用万用表

挡进行测

为

如果电阻只有四道色环

则用

试观察万用表指针偏转过程如果指

峨翔侄居加国愉曰卜一

第一步是找出三极管的基极其方

法是测试三极管任意两只引脚的正反向阻值其中有两只引脚且只有两只

校园电子

。

电极而红表笔连接的是发射极

是尸连接

如果

却凝固

。

型三极管则要交换红黑表笔的

因为对于尸闪型三极管要使其

拭

“

一

型还是

引脚间正反向阻值都是的那只引脚就是基极匕

拭广

一一认飞

。

二

又必

一

此时剩下

导通

所加电压极性和

广

—衬一

尸

电压放大电路原理图和户日图如

图

和图

所示元器件在安装前都必

须根据印制电路板上焊盘之间的距离

以及设计者要求元器件离开电路板的

型三极管

户

。

然后判别三

相反

。

在三极管测试过程中如果按照

或引脚则可以判断此三极管

高度等尺寸做成需要的形状目的是使它能迅速而准确地插入孔内基本要

极管是

型方法是如

正确的测试方法不能判别其极型

果用万用表的黑表笔接触基极红表笔

或

损坏

。

求如下

元器件引脚开始弯曲处离元

分别接触集电极

和发射极

测

一

试出的阻值较小交换红黑表笔测试出

的阻值为

焊接技术

手工锡焊是电子产品装配的传统

二

则说明此三极管是

型三极管

型反之则为户

。

最后判

户

焊接方法虽然批量电子产品生产已经

较少采用手工焊接但在电子产品的维

断三极管的集电极和发射极如果我们通过第二步测试判断出三极管是

修调试和小批量生产中手工焊接技术

就相当重要了焊接质量的好坏也直接

影响到产品的性能和质量丝进行焊接

。。。

、

型三极管此时假定一个引脚为集电极除去基极

并将万用表的黑表笔接在

, ,

目前手工

此假定的集电极上而将红表笔接在另一只假定的发射极上观察万用表的指

焊接普遍使用带有松香助焊剂的焊锡

手工焊接一般分为三步首先将烙

针不会偏转然后用手指去短接假定的

集电极和基极相当于在集电极和基极

之间连接阻值约为

铁头的刃面靠在被焊接元器件的引脚

和焊盘上对引脚和焊盘同时充分加热

, ,

电阻

此

时万用表指针偏转一定的角度然后重

但时间不能过长然后将焊锡丝送到电烙铁头上使其熔化熔化的焊锡会在

松香的浸润作用下

一

新假定集电极和发射极偏转角度大的那次

再次测试并

比较两次在短接基极和集电极时指针

在焊盘和引

器件端面的最小距离应不小于

两倍

。

假定正确

对于

脚间形成焊点最后在焊点形成后先后将焊锡丝和烙铁头撤离待焊点自然冷

弯曲半径不应小于引线直径的

型三极管来说黑表笔连接的是集

校园电子

怕热元器件要求引线增长成

叫

阵泪目

所示

。

自饭刃禹翻

结称为集电结

。

三极管的种类很

形时应绕环

。

多根据材料可分为锗三极管和硅三极

管

根据

三极管是分立元件放大电路的核

元器件称值应处在便于查看的

结类型分为

、

和

心元件三极管在放大电路中有三种接

位置

。

型三极管根据频率可分为高频管和低

法又称为三种组态图

, ,

是三极管在

。

成形后不允许许有机械损伤

式如图

。

频管根据功率可分为大功率中功率

和小功率管

。

放大电路中的三种接法示意图

常见元器件引出脚成形的几种形所示大批量生

产时元器件的

见图

所谓共射接法是指由三极管组成

的两输入输出端口电路中发射极是输入输出端口的公共极共集接法是指集

三极管的基本功能是电流放大作

仁均

门目衬导〕衬

。

一

｝曰八门一〕

田日俞

出圣材锁己尽例

八 “ 〉而一八 , 曰〕乃丫一一

电极是输入输出端口的公共极共基接

法是指基极是输入输出端口的公共极

、、

。

在由电阻电容三极管组成的实际电

路中共射共集共基是对交流信号而

、、

｝州浏口

三极管

⑥

集成电路

言的因此要把实际电路中的电容和直

流电源视为短路找出输入输出端口的

公共极

。

在我们即将安装的电路中三极管

月军

成形可由专用的自动成形机进行对于

丫李

二

口

构成的放大电路是共集接法的放

大电路

而

、

组成的放大电路

小批量生产或试制阶段可以边安装边

。

集电结

, 竺吧 , , 竺, 竺,

。了集

竺, ,

电结

手工整理如集成电路引脚之间的距离

一

一一一

。

发射结

, 巴 , 竺兮 , 巴更

, , 竺, , ,

寸发身结

可利用平整桌面或抽屉边缘进行手工

调整如图

所示

。

州型三极管结构示意图

用

伍

⑧

条件

型三极管结构示意图

要使三极管具有放大

表

工作状态

截止状态发射结反偏

发射结正偏

二

放大状态

饱和状态

发射结正偏

尹

调窄间距

⑦

作用必须满足两个条件

一是发射结正向偏置 ‘ 硅

三极管发射结正向偏置电

集电结反偏集电结正偏

日

集电结反偏参数关系

日

澎

压

二二。

一

锗三

应用

。

医 ” ”

二“

一

庄“

极管发射结正向偏置电压

之

一

开关电路路

八

放大电路路

。

开关电路路

二是其

调宽间距

集电结应处于反向偏置状态

系时

在三极管处于放大状态

三个电极电流有如下关

〔日

三极管

。

丁丫州只一衬下不工二上土生工巨坦二

“ “

是共射接法的放大电路由于共集接法大得多

。

半导体三极管是一种具有电流放

大作用的半导体器件它是由两个比

。。

其

的放大电路的输入电阻大

、

输出电阻

’

结组成的三层半导体器件三层半导体

可以排列成两种不同的组合分别称为发射区基区和集电区从各区引出的

、

。

值近似为常数

大系数

。

称为三极管电流放

小因此能有效

地接收信号源的输入信

号

又有利于把输出信号传送给负载

、

三极管工作时可分为三种工作状态是指三极管工作在截止区放大区和

、

而共集接法的放大电路的电压放大倍

数小于

电极分别称为发射极

和基极匕

、

而近似等于

输入输出信

集电极

发射区与基区之间的

饱和区三个区域的状态

、

分别称为截

。

号相位一致因此共集接法的放大电路

结称为发射结

基区和集电区之间的

止状态放大状态和饱和状态

三个工

又称为电压跟随器或称射极跟随器一

作状态的特点及参数之间的关系如表

般应用于多级放大电路的输入级共射

。

三翔侄居对国愉曰卜

放大电路具有很大的放大倍数一般用作多级电压放大电路的中间级或后级

压放大倍数

如图

。

校园电子

。

号源的工作

在分析电路的动态时由

二

于流过三极管基极的电流和发射极电

以使放大电路具有足够的电压增益电

流不是同一电流【

【

旧

所〕以

通过计算可以看出电压

。

只与电源

不能简单按照分压分流关系计算有关

和基极分压电阻有关

的大

电压跟随器们所示的电压跟随器三极

。

参数

的型

。

小只与固定电压和发射极所连接的反

动态计算

馈电阻有关而与三极管的电流放大系数

管

号是

是电路的核心元件

值无关因此在更换三极管时不

日

通过查阅手册知

印

会改变原先已调好的静态工作点动态分析

。

揣乙

二

分压式共射极放大电路的动态参

。

二

日

二

畏飞柴特

拭刀兀

望望丛

氏

一 ,

数可由下面的公式计算

旧〔”

越九逻

汀

’

日

印

二

。「

四

丘二里竺

以旧曰曰型鉴、山里二二丝刀

, ,

。

之

旧

⑩

表

户咖

厅

通过理论计算得出

电压跟随器而约等于

二一

具有电压放大倍数小于

输入电阻大输出电阻小的特

以类型

叫

、冲刃田刃

哪

点

。

二

共射极放大电路

由

的主要参数如表

、

通过计算可以看出共射极放大电路的电压放大倍数较大

一

组成放大电路都

式中

所示

。

属于共射极放大电路

下面主要讨论

的负号表示输出信号相位和输入信号相反但输入电阻较共集电路小而输

我们在分析三极管放大电路时可

以将直流电源和交流信

号的作用单独而

三极管组成的放大电路见图

。

组成的放大电路与

组成的

出电阻较共集电路大

。

分析分别叫做放大电路的静态分析和

动态分析

。

放大电路原理基本相同

和

所不同的是

负反馈

为了改善放大器的性能放大电路

两级放大电路之间采用直

静态工作点的计算

在实际应用电路中往往静态工作点是可以调节的这是为了满足三极管

接祸合方式

受到

所以

的静态工作点的基极电压

中通过一个网络将输出信号电压或电流的一部分或全部反方向送回到放大

器的输入回路

的静态工作点的控制

。

的发射极电压即

并与输入信号合成构

、

参数的离散性而设计的通过其静态工

静态分析

将电路中电容视为开路即可得到放大电路的直流通路电路中采用分压

。

成反馈

。

电路中

。

和

等

作点的调节以使放大电路获得最佳的

工作性能最大不失真状态

。

元件组成的支路即构成了电压串联交

我们在进

流负反馈

行电路分析时设

为

假设

假

式偏置设置其基极静态工

作点

接入电路的阻值为很小

并且在发射极由

串联构成电

七匀

由于实际流入三极管基极的电流

牡

和

。

忽略该电流对基极电位的影响

流串联负反馈能够稳定其

绷谬日

于

一一

。”

由此可以计算出

三极管静态计算

的

又

静态工作点似

二

一

“

与共集电路类

四月自

卜, 一

设

户

接入电路的阻

我们可以计算

二

【

值为

以

的一

印二 “

出放大电路的静态工作点

可百

纂

印

刁

二

箭葱瑞刃丽

〔旦旦

。

。。

睿

协

幻之代以土日』一 , 』

。

。”

刁

动态分析

”

一、

电路中电容

寸

隔直通交

实现

了信号的祸合而使直流电源不影响信

⑩

匕八一

校园电子

、

叫

, ,

幽咬皿与硬日喻扣

当把放大器调节到最大不失真状

缺口处于断开状态其它缺口

闭合

输入

日

。

的正弦信号用示波

如果输出波形如图

态后我们来测试其动态参数短接

环状态

。

焊开或

器测试输出波形

可使电路分别处于开环或闭

说明放大器产生了截止失真静态

、

焊开或短接

表

可使电路分负载电阻为

工作点设置得过低可以通过顺时针调

别处于空载或负载状态据供读者参考

节

改变

、

是我们对放大

器的测试数

。

的静态工作点

图

调节

的静态

工作点来消除失真如果输出波形如

根据以上测试数据我们可以计算放大器的有关性能指标

电压放大倍数

。

说明放大器产生了饱和失真

、

静态工作点设置得过高可以通过逆时

为了分析的方便我们可以把该电

针调节

改变

、

放大器处于开环空载状态时

路的反馈过程用图

表示

。

的静态工作点

户

调节

的

放大器处于开环负载状态时

。

由于反馈取自于输出电压并与之成正比所以该反馈类型从取样方式来说属于电压反馈从反馈信号和输入信

号的连接方式来分析该电路属于串联

静态工作点来消除失真如果输出波

形如图

为不失真波形

则可以适

。

当提高输入信号的幅度和或者截止失真

在提高输入

旦。

梦鲤

二

信号幅度时如果出现了输出波形的饱则需要进一步调节

反馈另外反馈信号的加入会使放大

放大器处于闭环空载状态时

器实际输入的信号净输入信号减小

而且反馈电路由于电容

“

静态工作点直到当增加输入信号时

上下半周波形同时产生失真

箫

。

一

的串入

。

如图

黔

垫鬓

二

放大器处于闭环负载状态时

只会在交流信号时起到反馈作用

因

而此时适当减小输入信号可使

上下失真同时消除

队

旦。

此这种反馈的全称为电压串联交流负反馈

”。

则放大器处于最

从以上的计算可以看出

, ,

电路引入电压串联负反馈能

大不失真状态

也是放大器的最佳工

放大器引

够改善放大器的性能

关于这一点我

。

作状态

。

入负反馈后放大倍数下降了但放大倍数稳定性提高了在开环时带上负载后

们将在后面的调试中予以讨论

动态测试

放大倍数由

反馈后

下降到

而引入负

带上相同负载后放大倍数只是

从

倍下降至

倍变化很小这同时

, ,

我们完成电路的安装后就可以来进行电路的调试电压放大电路的调试

一般要使用信号发生器示波器等电子

、

也说明引入电压取样负反馈后

大器的输出电阻减小

能使放

。

以下我们来计算

放大器的输出电阻输出电阻

。

仪器但考虑到很多业余爱好者不具备

这些条件下面我们分别介绍两种调试

放大器处于开环时

一

方法

。

一采用电子仪器仪表进行调试

电压放大电路调试仪器仪表包括万用表数字式或指针式

、

一

、

直流稳压电源

。

、

函数信号发生器示波器电子电压表等

、

放大器处于闭环时

卫

一

准备好调试仪器将直流电源调整

为

输出并连接至放大电路直流电

源供电端信号发生器输出以下步骤进行电路调试和测试

日

。

的正

一

二

弦信号加至放大电路信号输入端参照

。

输入电阻放大器处于开环时

表

以最大不失

真方法调节放大器

的静态工作点将放大器设置

为开环

空载状态

、

电路板上

卜一

初学实验室

简易的烟雾报警器

陆东旭

原理图如图所示

、、

整个电路分电

。

供给

两只运算放大器

所需

其阻值可下降到几千欧

。

一旦气敏管检

、

源检测定时报警输出三部分

电源

电源也由

供给

。

测到周围有烟雾的存在则其

之间

部分将

由

一

市电经变压器降至

的电阻迅速减小

此时

通过电位器

比较器在

已处于

组成的整流电路整流并

所取得的分压随之增大

。

迅

经过电容

滤波后供给后面的电路

日

一

。

速翻转使得盯导通由于

一

烟雾检测器件

所需

和

气敏管

之间的电阻在

导通之前输出高电平导通状态所以只要

。

因此

的直流电源由三端稳压器

无烟环境中为几十千欧

检测到烟雾时

一翻转输出端

……

。

……

《三极管处于放大状态时

一

, ,

态工作点测试数据供读者参考

一

忽

放大器处于最大不失真状态时

一

实测为

。

而三极管处于而三极管处于

。

二

的静态工作点见表

三极管

。

截止状态时

计算值值

、

略低

放大器处于闭环时

表测试值值

〔

饱和状态时

《

二

略高

值越高三极管越接

近于截止状态

〔

二

名

一

习

一

值越低三

。

二

一

极管越接近于饱和状态值过低

三极管将截

从以上的计算可以看出

引入负

止二值过高三极管将饱和

反馈对放大器的输入电阻没什么影响

放大器处于截止失真状态时的静态工作点见表

只有合适地设置其静态工作点放大器

这是因为反馈信号是加在第二级放大

才能正常放大

表测试值值

。

电路

的输入端的

因此对整个放

。

大电路的输入电阻不会有什么改变将

及三屯管

。

计算值

《

一

该计算结果和前述

理论计算值进行比

较数值相差不大

《

二

。

二利用万用表进行调试在进行批量生产时采用专用的电

电压放大电路可以实

石

习

一

现信号的幅度放大

比如

子仪器进行调试效率很低所以常使

用万用表进行调试在使用万用表调试

。

放大器处于饱和失真状态时的

在我们所介绍的扩音机系统中它主

要作为语音信号的前级放大所以又

静态工作点见表

表三极管管《

‘

时我们不能通过测试输出波形的变化

称为前置放大电路

值计算值

。

为了使放大电路

来调节放大器的静态工作点所以我

测试值值

正常地工作必须给放大器设

置合适的静态工作点因此除

了要按照一定的工艺进行安

们只能通过理论计算或者利用已经调试好的放大器作为参照进行调试

。

对于我们安装的放大器可参照以下

装焊接外还要对放大器进行

调试

。

步骤进行

。

在实际应用中我们可

给放大器加上

调整发射极电压为调整发射极电压为

电源

由以上测试数据可以得出以下

的规律最大不失真的各项参数均

以把话筒

或其它信号源产

电位器使左右

尸

生的微弱语音信号首先送给前置放

大电路进行放大后再送到后级功率放大电路进行功率放大最后把经过电压和功率放大后的信号输出到扬

声器还原出声音

, ,

电位器使左右

的

位于截止失真和饱和失真之间这

同时说明了放大器的最佳静态工作

经过以上调试放大器的静态工作

点即已调节好加入交流信号放大器

, ,

。

点应设置在三极管输出特性曲线负载线的中点

不失真状态

此时放大器处于最大

技术咨询电话

一

。

就可以正常工作以下是该放大器的静

。

爵

单级低频电压放大电路

实验名称：单级低频电压放大电路院（系）：姓名：实验室：同组人员：评定成绩：东南大学电工电子实验中心

实验报告

课程名称：电子线路实践

第三、四次实验

专业：

学号：实验组别：无实验时间：审阅老师：

实验报告格式

实验准备：

1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8.

实验目的和要求（或电路需要实现的功能及主要功能指标）实验原理及实现方案实验电路设计与参数选择

需要设计的参数及数据测量方法理论计算数据或软件模拟数据实验数据记录格式

实验使用仪器准备（包括仪器的名称、型号、规格、编号、实用状况）实验过程或实验步骤

实验过程：

1. 实验步骤与实验数据记录 2. 实验最终电路与电路参数 3. 实验中出现的问题及解决方案

实验总结：

1. 2. 3. 4.

实验数据处理实验误差分析实验结果讨论思考题

一、实验目的和要求

1、掌握单级放大电路的工程估算、安装和调试；

2、了解三极管各项基本器件参数、工作点、偏置电路、输入阻抗、输出阻抗、增益、幅频特性等的基本概

念以及测量方法；

3、掌握基本的模拟电路的故障检查和排除方法，深化示波器、稳压电源、交流电压表、函数发生器的使

用技能训练。

二、实验原理

预习思考： 1、器件资料：

上网查询本实验所用的三极管9013的数据手册，画出三极管封装示意图，标出每个管脚的名称，将相关参数值填入下表：

封装示意图如右图

2、偏置电路：

教材图1-3中偏置电路的名称是什么，简单解释是如何自动调节BJT的电流IC以实现稳定直流工作点的作用的，如果R1 、R2取得过大能否再起到稳定直流工作点的作用，为什么？

答：该电路为射极偏置电路。

利用R1、R2构成的分压器给三极管基极b提供电位UB。如果满足电流I1IBQ的条件，基极电位可以近似由UB=

R1R1R2

Vcc。当环境温度升高，ICQ 增大，RE 压降增大。由于基极电位固定，

发射极上电压减小，IBQ 减小，使得ICQ减小，通过这样的自动调节ICQ趋于稳定。

如果R1 、R2取得过大，R1中电流很小，不能满足R1R2支路中的电流I1IBQ的条件。此时，UBQ在温度变化时无法保持基本不变，直流工作点稳定的实现失效。

3、电压增益：

(I) 对于一个低频放大器，一般希望电压增益足够大，根据您所学的理论知识，分析有哪些方法可以提

高电压增益，分析这些方法各自优缺点，总结出最佳实现方案。答：依据电压增益计算公式

AV

RL

rbe

RLRL



rb(1)re

300(1)

ICQ

采用下述方法可以提高电压增益：

 增大集电极电阻RC和负载的输入阻抗RL。缺点：RC太大，受VCC的限制，会使晶体管进入饱

和区，电路将不能正常工作。

 Q点适当选高，即增大ICQ。缺点：电路耗电大、噪声高。  选取高β值的三极管

 选用多极放大电路级联形式来获取足够大的电压增益。一般二级电路的放大倍数可达几百倍，三

级电路的放大倍数可达几千倍。缺点：电路较复杂，输出信号易产生自激，需采取措施消除。最佳方案是：在射结电阻两端并联一个大电容，对于交流近似短路，但不影响工作点的大小和稳定性，成为射极旁路电容。

(II) 实验中测量电压增益的时候用到交流毫伏表，试问如果用万用表或示波器可不可以，有什么缺点。

答：在频率低于100KHz时万用表（指多功能数字式万用表，且其频率测量指标在100khz以上）的交流挡和交流毫伏表都可以比较精确得测量交流电压，当频率大于100KHz小于1MHz时，万用表的测量精度下降，只能采用交流毫伏表测量，对于更高频率的信号，必须选择高频毫伏表测量。而示

波器测量的电压得精度一般比毫伏表低一个数量级，无法在需要精确测量电压值的时候使用。

4、输入阻抗： (I) 放大器的输入电阻Ri反映了放大器本身消耗输人信号源功率的大小，设信号源内阻为RS，试画出

图1-3中放大电路的输入等效电路图，回答下面的连线题，并做简单解释：

答：放大电路的输入等效电路图如右图，图中RS为信号源内阻。信号源VS、放大电路输入阻抗 Ri 、信号源内阻RS串连成回路，计算可得：

I

VSVR

（1） ViSi（2）

RSRiRSRi

VS2VS2Ri

（3）P（4） PSi2

RSRi(RSRi)

非理想信号源输出的VS和RS固定，输出功率有限，即VS×I为常量

根据公式（1），Ri << RS，输出电流I增加根据公式（2），Ri RS，加在Ri上的电压增加根据公式（4），Ri＝ RS，加在Ri上的功率最大

   

(II) 教材图1-4是实际工程中测量放大器输入阻抗的原理图，试根据该图简单分析为什么串接电阻RS

的取值不能太大也不能太小。

答：如果串联电阻RS过大信号Vi值将很小，电压表测量小信号的时候由于噪声干扰等原因测量精度下降，测量误差增加，RS过小则信号Vi值将很大，由于电压表分辨率有限，同样会引入较大误差

(III) 对于小信号放大器来说一般希望输入阻抗足够高，根据您所学的理论知识，分析有哪些方法可以提

高教材图1-3中放大电路的输入阻抗。答：依据交流输入阻抗计算公式

Rirbe//R1//R2rberb(1)re300(1)

26mVICQ

采用下述方法可以提高输入阻抗：

 增大R1 、R2值，同时保证满足R1R2支路中的电流I1IBQ的条件。  选高ß值的三极管。

 在保证输出信号不失真的情况下，降低静态工作点。

5、输出阻抗：

(I) 放大器输出电阻RO的大小反映了它带负载的能力，试分析教材图1-3中放大电路的输入阻抗受那

些参数的影响，设负载为RL，画出输出等效电路图，回答下面的连线题，并做简单解释。

答：放大器输出阻抗

ROrce//RCRC。输出等效电路图参见右图。

连线题分析可参看输入阻抗预习题（I）的分析，其中放大器输出电压VO视为信号源VS，放大电路输出阻抗 R0 视为信号源内阻RS，负载RL视为输入阻抗Ri

(II) 教材图1-5是实际工程中测量放大器输出阻抗的原理图，试根据该图简单分析为什么电阻RL的取

值不能太大也不能太小。

答：从上题可知，若RL的取值太大，负载将从放大器获取较大的电压，电路可以等效成一个恒电源，无法实现输出电压可调；若RL的取值太小，负载将从放大器吸收较大电流，容易引入干扰，对电阻的电能消耗也会增大，同时噪声大。 (III) 对于小信号放大器来说一般希望输出阻抗足够小，根据您所学的理论知识，分析有哪些方法可以减

小教材图1-3中放大电路的输出阻抗。

理论上，减小RC的值可以减小放大电路的输出阻抗。测量电路时，减小负载电阻RL的值也可以减小放大电路的输出阻抗。

6、计算教材图1-3中各元件参数的理论值，其中

已知：VCC=12V，Vi=5mV，RL=3KΩ，RS=50Ω， T为9013

指标要求：AV50，Ri1 KΩ，RO<3KΩ，fL<100Hz，fH100kHz（建议IC取2mA）答：设计过程：本实验所用三极管9013是硅管，β=160

1）对于图1-3中的偏置电路，只有R2支路中的电流I1IBQ时，才能保证VBQ恒定实现自动稳定工作点的作用，因此为了满足工作点需求，取：I1=25IBQ

2）为了提高电路的稳定性，一般要求VBQVBE，工程中一般取VBQ=(5~10)VBE，即VBQ=(3～5)V，这里取VBQ=3V；

3）电路的静态工作点电流 ICQ2mA；

4）计算R1和R2的值：

VBQVBE

，由于是小信号放大，所以ICQ一般取0.5~2mA，这里取

R2

VBQI1



VBQ25IBQ



VBQ

25ICQ



1603

9.6K，取R2=10KΩ

252

R1

(VCCVBQ)R2

VBQ



(153)10

40K

160(3//3)103

100.350 符合设计要求 5）AV

300(1)300(1160)

ICE2

RL

Rirbe300(1)

6）计算RE的值

26mV26

300(1160)23932.39K1K符合设计要求 ICQ2

RE

VEQICQ



VBQVBEQ

ICQ



30.7

1.15K，取RE=1KΩ 2

7）计算RC的值RC≈RL=3KΩ

8）按常规取 C1=C2 = 47 uF ； CE = 100uF

根据以上设计过程，图1-3中各元件参数如下：

RW = 100K R1= 10K R2= 10K RC= 3K RE = 1K C1 = 47u C2 = 47u CE = 100u

7、对于小信号放大器来说一般希望上限频率足够大，下限频率足够小，根据您所学的理论知识，分析有

哪些方法可以增加教材图1-3中放大电路的上限频率，那些方法可以降低其下限频率。答：电路频率特性的下限频率分析可采用RC高通电路的分析方法：耦合电容和输入阻抗或输出阻抗构成一个高通电路，所以下限频率值组要受C1、C2和CE的影响，关系如下：

fL(3~10)fL(3~10)

2(Rsrbe)C1

fL(3~10)

2(RcRL)C2

Rsrbe

2(RE//)CE

1

所以增大C1、C2和CE的值或级间信号和耦合方式采用直接耦合方式，可以降低放大器的下限频率。

放大器的上限频率主要受三极管极间电容的影响，选择极间电容较小的三极管可提高放大器的上限频率。

要有效的增大fH，必须选用rbb1、Cb’c小而特征频率fT高的三极管，或者将放大器改接成共基极放大器。另外，引入负反馈也能够降低下限频率，增大上限频率。

8、负反馈对放大器性能的影响

引入交流负反馈后，放大器的放大倍数将下降，其表达式为AF=

。式中，F为反馈网络的传输1+AF

系数；A为无负反馈时的放大倍数。引入负反馈后通频带加宽，负反馈放大器的上限频率fHF与下限频率fLF的表达式分别为fHF=(1+AF)fH 和 fLF=

。引入负反馈还会改变放大器的输入电阻与输出1+AF

电阻，其中并联负反馈能降低输入阻抗，串联负反馈能提高输入阻抗，电压负反馈使输出阻抗降低，电流负反馈使输出阻抗升高。

三、实验内容

（一）单级低频电压放大电路（基础）

1、装接电路：按图1-3所示电路，在模拟试验箱的面包板上装接原件。

2、研究静态工作点变化对放大器性能的影响

（1）调整RW，使静态集电极电流ICQ=2mA，测量静态时晶体管集电极-发射极之间的电压VCEQ （2）在放大器输入端输入频率为f=1kHz的正弦信号，调节信号源输出电压VS使Vi=5mA，测量并记录Vs、Vo和Vo’，并记入表1-1中。）

计算过程分析： a) 当ICQ=1mA时

rbe=200+（1+β）

IEQ

=5426Ω Au=

UO(RC//RL)==—55.28 Uirbe

b) 当ICQ=2mA时，取β=200

IEQ≈2mA,则UEQ=REIEQ=2V

UCQ=VCC-ICQRC=12V-6V=6V ∴UCEQ=UCQ-UEQ=4V

UBQ=UBEQ+ICQRE=0.7+2=2.7V

动态分析，得：Ri=R1//R2//rbe=2.2kΩ （rbe=200+（1+β）

IEQ

=2.813 kΩ）

∵I1IBQ ∴I1≈I2=UBQ/R2，R1=(VCC-UBQ)/I1,得R1≈34.4 Kω rbe Ro≈RC=3 kΩ Au=

UO(RC//RL)==-106.6 Uirbe

ViViVi

RsIi(VsVi)/Rs(VsVi)

1)RL Vo

输入电阻的测量：Ri=

∴Ri1=1.901 kΩ Ri2=1.887 kΩ Ri3=2.06 kΩ 输出电阻的测量：Ro(

∴Ro1=3.22 kΩ Ro2=2.98 kΩ Ro3=3.0 kΩ

3、观察不同静态工作点对输出波形的影响

（1）增大RW的阻值，观察输出电压波形是否出现截止失真，描出失真波形。（2）减小RW的阻值，观察输出电压波形是否出现饱和失真，描出失真波形。（3）

截止失真的波形：饱和失真的波形：

4、测量放大器的最大不失真输出电压

输出电压波形如下图：

5、测量放大器的幅频特性曲线

调整ICQ=2mA(设计值)，保持Vi=5mV不变，改变信号频率，用逐点法测量不同频率下的VO值，计入表1-2中，并画出幅频特性曲线，记录下限频率fL、上限频率fH，计算带宽BW

a）输入Vi=5mV，f=fL，用示波器双踪显示输入输出波形，记录波形，并测量两者间的相位差 b）输入Vi=5mV，f=fH，用示波器双踪显示输入输出波形，记录波形，并测量两者间的相位差

幅频特性曲线：

输入Vi=5mV，f=fL=107.15Hz入输出波形：

时的输

通过光标测量法，得φ=140.0°（Vi超前）

输入Vi=5mV，f=fH=107.15Hz时的输入输出波形：

通过光标测量法，得φ=224.66°（Vi超前）

6、负反馈对放大器性能的影响

在实验电路中增加反馈电阻RF=10Ω，构成电流串联负反馈放大器, 调整ICQ=x(设计值)，测量该电路的增益、输入阻抗、输出阻抗、下限频率fL、上限频率fH、带宽BW，并和前面实验测量的结果进行分析比较。

东南大学实验报告用纸

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幅频特性曲线如下图：

四、

思考题

1、如将实验电路中的NPN管换为PNP管，试问：①这时电路要作哪些改动才能正常工作？②经过正确改

动后的电路其饱和失真和截止失真波形是否和原来相同？为什么？答：（1）将+Vcc改为-Vcc，C1、C2、Ce反接。

（2）这时底部失真为截止失真，顶部失真为饱和失真（与NPN管相反），输入输出波形仍为反相。即

IBQ下降，ICQ也下降，|VCE|上升，当IBQ上升，ICQ上升，|VCE|下降。 2、图1-3电路中上偏置串接R1’起什么作用？

答：偏置电路中串接R1是防止调整Rw为零电阻时，IB上升,发射结电流过大损坏PN结。

3、在实验电路中，如果电容器C2漏电严重，试问当接上RL后，会对放大器性能产生哪些影响？

答：如果电容C2漏电严重，当接上RL后，电路的静态工作点ICQ、VCEQ将受到影响，输出电压Vo由于漏电电阻的分压作用而使Vo下降。

4、级偏置电路中的分压电阻R1、R2若取得过小，将对放大电路的动态指标（如Ri及fL）产生什么影响？答：射极偏置电路中的分压电阻R1、R2若取值过小，将对放大电路的动态指标Ri、fL产生以下影响：因为Ri=R1//R2//RBE，当R1、R2过小时，Ri下降。因为设计电路时C1=（5～10）/（2πfLRi），所以Ri下降，fL上升。

5、图1-3电路中的输入电容C1、输出电容C2及射级旁路电容CE的电容量选择应考虑哪些因素？答：输入电容C1的选取方法（采用有效回路时间常数法）

时间常数τL=(Rs+Ri)*C1,其中Ri=Rb//rbe

同样C2的选取方法：C2=(5～10)/2πfL(rce//Rc+RL)≈(5～10)/2πfL(Rc+RL) CE的选取方法：CE=(1～3)*(1+β)/2πfL(Rs//R1//R2+rbe) 6、图1-3放大电路的fH、fL与哪些参数有关？

答：由上题可知fL与“有效回路时间常数”有关，即fL=1/2π(Rs+Ri)C1。由混合参数π型等效电路可知C1、C2看作短路，Cπ的容抗可与rbe相比拟，Cπ将不再看作开路，则fH=1/2πRCπ,R是从电容Cπ两端向左看过去的视在电阻。

东南大学实验报告用纸

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R=rbe//(rbb+Rs) Rs=Rs//Rb

可见fH与R、Cπ有关，因为Cπ与ICQ、fT有关，可选择fT高的管子，降低ICQ，fH与中频放大倍数是矛盾的。

7. 图1-3放大电路在环境温度变化及更换不同β值的三极管时，其静态工作点及电压放大倍数AV能否基本保持不变，试说明原因。

答：图1-3电路在环境温度变化及更换不同β值的三极管时，其静态工作点及电压放大倍数Av基本保持不变。

当T↑→IBQ↑→ICQ↑→IEQRe↑→(因为Vb恒定)Vbe↓→IBQ↓ →ICQ↓

Av=-βRL/rbe=-βRL/[rbb+(1+β)26/IEQ]=RL*IEQ/26基本不变（因为ICQ基本恒定）

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单管共射电压放大电路

实验九 BJT单管共射电压放大电路

一．实验目的

1. 掌握三极管的工作原理

2. 学习放大电路静态工作点（Q点）、放大倍数Av、输入电阻Ri、输出电阻Ro和最

大不失真输出电压的测试方法，了解共射电路的特性 3. 进一步熟悉示波器、信号源和数字万用表等仪器仪表的使用方法。 4. 掌握基础信号，保护电阻等作用

5. 理解放大电路静态工作点对交流特性的影响 6. 了解电路产生非线性失真的原因二．实验原理

1. 该电路主要由电位器，电解电容，三极管，电阻，电源等组成。 2. 三极管用途主要是交流信号放大，直流信号放大和电路开关。

NPN三极管构造：

4. 半导体三极管的参数主要有电流放大倍数β、极间反向电流ICEO、极限参数（如最高

工作电压VCEM

、集电极最大工作电流ICM、最高结温TjM、集电极最大功耗PCM）以及频率特性参数等。

5．共射极放大电路既有电流放大作用，又有电压放大作用，故常用于小信号的放大。改变电路的静态工作点，可调节电路的电压放大倍数。而电路工作点的调整，主要是通过改变电路参数(Rb、Rc)来实现。(负载电阻RL的变化不影响电路的静态工作点，只改变电路的电压放大倍数。)该电路信号从基极输入，从集电极输出。输入电阻与相同材料的二极管正向偏置电阻相当，输出电阻较高，适用于多级放大电路的中间级。三．实验设备与器件

1. 直流稳压电源2.函数信号发生器3.双踪示波器4.交流毫伏表5.万用电表6.频率计7.

晶体三极管8实验电路板四．实验内容 1 调试静态工作点

接通直流电源前，将Rw调到最大（保护电路）。接通后，使Ve = 2V测量VB,VE,VC,RB1的值。（在测量各电极的电位时最好选用内阻较高的万用表，否则必须考虑到万用表内阻对被测电路的影响）

Ve=0.50V

Ve=1.0V

Ve=2.0V

Ve=2.5V

2. 截顶：Ve = 1.17V,VCE=8.33V

削底：

Ve=3.48V,Vce=1.37V

结论：

1.随着Ve的增大，图像开始出现失真，先为截顶，后为削底。

2.通过观察，我们可以看出截顶不如削底现象明显。

3.由该实验可以看出，静态工作点是否合适，对该电路波形有很大影响。若工作点偏高，放大电路再加入交流信号后易产生饱和失真，负周期呈现削底现象。若工作点偏低，放大电路再加入交流信号后易产生截止失真，正周期呈现截顶现象。置RL,RC=2.4KΩ，Ve=2.0V,输入1KHz正弦信号，在输出电压V0不失真情况下，用交流毫伏表测出Vs，Vi,VL（注意使用交流信号）保持Vs不变，断开RL，测量输出电压，

五．注意事项

1. 当测量输入输出电压电流是用交流档，其他用直流档。 2. 各电子仪器公共端点必须连在一起，防止干扰 3. 实验2 3 4中Vs直接接入Vi.4

4. 观察小信号用探头，不用鳄鱼夹（探头更加灵敏）六．预习思考题

1．能否用直流电压表直接测量晶体管的VBE？为什么要测量VB,VE再间接算出？

答：一般的电压表直接测不准，会引起电路参数变化，因为电表直接接在输入端，形成额外的输入信号。而测UB、UE时，电压表的一端是接地的，不容易形成额外输入。 2如何测量Rb1? 答：取下来测。

在线测，需要测电压，同时测20KΩ电阻和Rb2的电压，计算电流，再反算电阻。 3.当调节偏置电阻RB2，使放大器输出波形出现饱和或截止失真时，晶体管的管压降UCE怎样变化？

答：出现饱和失真时，管压降UCE变得很小；出现截止失真时，UCE增大，变得接近Vc。 4.改变静态工作点对放大器的输入电阻Ri有否影响？改变外接电阻RL对输出电阻RO有否影响？

答：输入电阻越大输入电流越小，静态工作点降低，反之升高，输出电阻越大负载越小，输出电阻越小RL越大

七、实验结论

(1)在波形上，可以读出输入和输出电压的峰值，从而求出增益Au。同时发现，输入输出电压相位相反。

(2)放大器在线性工作范围内，可以将信号不失真地放大，超过这个线性范围后，其输出信号将产生非线性失真。要得到不失真的放大效果，必须设置合适的静态工作点。

设计压电传感器的电荷放大、滤波、电压放大电路的

压电传感器前置放大电路的设计

姓名：陈贤波学号：SX1201139

一：电荷放大电路

电荷放大器原理：电荷变换是该电荷放大器的核心部分，是一个具有电容负反馈的，输入阻抗极高的高增益运算放大器。它与压电式传感器及其电缆构成的等效电路如图-1所示。

图-1压电式传感器及其电缆构成的等效电路

其中：Ca为压电传感器的等效电容，Ra为压电式传感器的等效绝缘漏电阻，Cc为电缆等效电容，Ci为放大器的输入电容，Ri为放大器的输入阻抗，Cf为反馈电容，Un是等效输入噪声电压，Uoff是等效输入失调电压。如将Cf折算到输入端，其等效电容为（1+K）Cf，K为运放的开环增益。由于反馈电容、传感器电容、电缆电容及放大器电容并联，不

计算噪声和失调电压的影响，电荷放大器的输出电压为

jwKQ

111K

RRiRfa



jwCaCcCi1KCf （1.1）

U0



运算放大器的开环增益K很大（约为104~106），故(1K)/Rf远大于1Ra+1Ri，

(1K)Cf远大于CCCRa， Ri， CaCi，此时

， Cc和Ci都可以忽略不计，即压

电传感器本身的电容大小和电缆长短对电荷放大器输出的影响可以忽略。

Uo

KQC(1K)Cf

（1.2）

式中C=Ca+Cc+Ci因为放大器是高增益的，K 1,所以一般情况下（1+K）CfC,则有

Uo

QCf

（1.3）

上式表明，当反馈电容Cf一定时，电荷放大器的输出电压与传感器产生电荷成正比，在实际电路中，考虑到电压灵敏度和量程的问题，一般Cf的值在100~10000pF范围内选择。 ,本设计选定10000pF，即10nF。

当开环增益A很大，(1K)/Rf远大于1Ra+1Ri，(1K)Cf远大于CCCaCi

不能忽略，（2..19）式可表示为：

U0

jwKQ1KRf

jw(1K)Cf



QCfGfjw

（1.4）

当频率够低时，GfF

越低，G

因此式（2.20）是表示电荷放大器的低频响应。jw就不能忽略。

wCf时，其输出电压幅值为：

U0

Q2C

(1.5)

可以看出，这是截止频率点电压值电压输出值，即相对应的下限截止频率为 fH

12RfC

(1.6)

若忽略运放的输入电容和输入电导，同时忽Gf，则上限频率为：

2RC(CSCc)

fL

（1.7）

其中RC为输入电缆直流电阻，本设计设为30Ω。本设计选用Rf为1000MEG,经计算fL0.016Hz。

传感器参数：压电传感器PZT压电常数 d33=450PC/N, d31=-265PC/N, 相对介电常数2100 ，故压电传感器固有电容为：

Cs

r0S

3.717nF (1.8)

若传感器输入电缆分布电容为100pFm，设有100m，则Cc10nF。fH3.87×105Hz。要测的信号频率范围：1Hz~5KHz，故满足要求。

压电传感器PZT压电常数 d33=450PC/N, d31=-265PC/N, 传感器配重10克，加速度范围0~10g，本设计选用d33，电荷G公式为:

Qd33F (1.9) 故所测量的电荷范围为0~441pC。

本设计电荷放大器仿真电路如下图-2所示，仿真结果如图-3所示，结果分析如表-1所示。

图-2 电荷放大器电路

图-3 电压输出仿真

表-1 电荷放大器仿真结果

二：滤波电路

在实际检测过程中，由于外部干扰信号、外部环境的变化等因素的影响，噪声信号会叠加在有用的低频信号中在输出端输出。为此，电荷放大器的设计中必须选用一种合适的滤波器对输出信号进行必要的处理。

巴特沃斯型滤波器具有最好的的平坦效应，在通带内和阻带内没有波纹。由于传感器输出的信号很小，本文选用巴特沃斯滤波器。查表得，增益为2时，

图-4低通滤波器

图-5 低通滤波器截止频率为5kHz时幅频特性曲线

由于前面仿真结果有很大的偏置，故本设计需要滤除低频信号，本设计选用最简单的高通滤波器，即一介无源高通滤波器。设计要求信号频率范围是：1Hz~5KHz，根据选用100uF的电容，1.59k的电阻。

wc

2RC （2.1）

三：反相放大保护输出

此级电路主要作用是实现输出电压信号与电荷信号相位同步和二级放大，由于电荷转换级本身是一个积分器电路，输入输出端的电压相位会反向，保持电荷放大器输出电压和输入电荷成比例放大。因为电路电阻的不完全匹配等问题，电路放大倍数并不十分准确，通过调节该电路对电压进行两级放大和补偿校准，如图-6电路所示，调节电位器R1，可以使输出电压在增益0~10倍之间任意变化。同时通过输出端的双限10V稳压管，防止输出电压超出后续接入的PXI系统输入电压上下限。起到保护数据采集卡的作用。

图-6 反相放大电路

总仿真电路图如图-7所示，仿真结果如图-8所示，结果分析如图-9所示。

图-7总仿真电路图

图-8 最终仿真结果

表-2 最终仿真数据分析

四：数据采集

本设计采用基于PXI采集卡进行采集，软件用Labview进行编程，程序如图-9所示。

图-9 采集程序

单管分压式放大电路设计

单管分压式稳定放大电路设计实验报告已知：输入电阻=3k;输出电阻<=3k;输入信号为5mv,输出信号为0.5v；RL=10k,ＶＣＣ=6v

要求用分压式放大电路设计

一：分析单管分压式稳定放大电路的特点

①三极管的静态基极电位Ｕｂｑ由Vｃｃ经电阻分压得到，所以它基本上是不受温度变化影响的。

②当温度升高时，集电极电流IＥＱ增大，发射极电流IＥＱ也相应增大。IＥＱ流过Re是发射极电位UＥＱ升高，则三极管的发射结电压UＢＥＱ=UＢＱ-UＥＱ将降低，从而使静态基极电流 IＢＱ减小，于是IＣＱ也随之减小，从而使静态工作点基本稳定。③发射极Re并联上电容，能使放大倍数Au稳定。二：基本放大电路的形式

①共基组态

②共集组态

③共射组态

三：测三极管共射放大系数β的方法

①当Ib增加到Iｃ不变时，

ＩC(max)=1.92mA;Ib(max)=10.4uA(如图一)②当Ib减小到 Iｃ截止时，Iｃ(min)=0.83mA;Ib=4.01uA（如图二）所以ΔIｃ=[Iｃ(max)+Iｃ(min)]/2 ;

ΔIb=[Ib(max)+Ib(min)]/2，β=ΔIｃ/ΔIb=194

图一

图二

四：设计过程

①设B点电压为2V，放大倍数为100倍，所以由Au=UO/UI=-βRl1/RBE=100 RBE=4.5k;②由RBE=0.3k+26mv/Ib ，Ib=6.2uA ;③IE=(1+β)Ib=1.2mA ④UE=2-0.7V=1.3V ;Re=1.3V/1.2mA≈1K

根据以上数据设计电路（如图三）

图三

由图三电路图在示波器上所得图形

模拟电路实验报告

姓名：李超

学号：20132988

班级：电子信息工程技术

7分压式偏置放大电路

2 分压式偏置放大电路

2．1 分压式偏置放大电路的组成．

分压式偏置放大电路如图所示。V 是放大管；RB1、RB2 是偏置电阻，RB1、RB2 组成分压式偏置电路，将电源电压 UCC 分压后加到晶体管的基极；RE 是射极电阻，还是负反馈电阻；CE 是旁路电容与晶体管的射极电阻 RE 并联，CE 的容量较大，具有“隔直、导交”的作用，使此电路有直流负反馈而无交流负反馈，即保证了静态工作点的稳定性，同时又保证了交流信号的放大能力没有降低。。

．图a 2．2 稳定静态工作点的原理．

图b

分压式偏置放大电路的直流通路如图 a 所示。当温度升高，IC 随着升高，IE 也会升高，电流 IE 流经射极电阻 RE 产生的压降 UE 也升高。又因为 UBE=UB-UE，如果基极电位 UB 是恒定的，且与温度无关，则 UBE 会随 UE 的升高而减小，也随之自动减小， IB 结果使集电极电流 IC 减小，从而实现 IC 基本恒定的目的。如果用符号“ ↓ ”表示减小，用“ ↑ ”表示增大，则静态工作点稳定过程可表示为：

T ↑→ I C ↑→ I E ↑→ U E ↑ U BE =U BE  →U BE ↓ I B ↓→ I C ↓   −U 且U B 恒定 

要实现上述稳定过程，首先必须保证基极电位 UB 恒定。由图 b 可见，合理选择元件，使流过偏置电阻 RB1 的电流 I1 比晶体管的基极电流 IB 大很多，则 UCC 被 RB1、RB2 分压得晶体管的基极电位 UB：

UB =

RB 2 RB1 + RB 2

U CC

分压式偏置放大电路中，采用了电流负反馈，反馈元件为 RE。这种负反馈在直流条件下起稳定静态工作点的作用，但在交流条件下影响其动态参数，为此在该处并联一个较大容量的电容 CE，使 RE 在交流通路中被短路，不起作用，从而免除了 RE 对动态参数的影响。

．2．3 电路定量分析．

1．静态分析．

IE =

I BQ =

U U E U B + U BE RB 2 = ≈ × CC RE RE RB1 + RB 2 RE

I CQ = β ⋅ I BQ

IE 1+ β

根据定理可得输出回路方程

U CC = I C RC + U CE + I E RE

U CEQ = U CC − I C RC − I E RE ≈ U CC − I CQ ( RC + RE )

2．4 动态分析动态分析由分压式偏置放大电路图 A 可得交流通路如图 C 所示及微变等效电路如图 D 所示

图 C 分压式偏置电路的交流通路（1）电压放大倍数 K 输入电压

图D

分压式偏置电路的交流微变等效电路

U sr = ii ri = ib rbe

输出电压

U sc = −ic RL = − β ⋅ ib RL

U sc − β ⋅ ib RL β ⋅ RC / / RL = =− U sr ib ⋅ rbe rbe

（2）输入电阻 rsr （3）输出电阻 rsc

rsr = Rb1 / / Rb 2 / / rbe rsc = RC

设计举例：要求设计一个工作点稳定的单管放大器，已知放大器输出端的负载电阻 RL=6KΩ，晶体管的电流放大系数β=50，信号频率 f=KH z,电压放大倍数 K≥100，放大器输出电压的有效值 USC (1) (2) 电路结构采用

工作点稳定的典型电路。由于设计要求满足一定的输出幅度，所以采用图解法来设计是比较方便的。具体如下：按设计要求，输出的电压峰值 U scm =

≥

2.5V。

2U sc ≥ 1.4 × 2.5V = 3.5V

U scm

考虑留有一定的余量，按 U scm = 4V 设计。因此，输入电压的峰值 U srm =

按设计要求 K =100 设计，所以

U srm =

U scm

4V = 0.04V = 40mV 100

如果集电极静态电流选在（1--2）mA，晶体管的输入电阻 rbe 近似按 1 kΩ 估计，则基极电流的峰值

I bm =

U srm 40mV ≈ = 40 µ A rbe 1k Ω

已知β=50，所以集电极的峰值电流

I cm = β I bm ≈ 50 × 40 µ A = 2mA

根据设计指标明确提出了 U scm = 4V 和 I cm = 2mA 的要求以后，就可以在晶体管的输出特性曲线上（如果手头没有特性曲线，也可以直接在 U ce − I c 的坐标系上）画出 2U scm 和 2 I cm 所规定的一个矩形，见

图E 考虑到晶体管有 1V 左右的饱和压降，对硅管 I ceo 可以忽略不计，所以矩形的垂直边 JJ 选在

U ce = 1V 的地方，矩形的下底边 JH 选在 I c = 0 的横轴上。显然，通过矩形的两个顶点 H 和 J 所画的对

角线 HJ 就应该是满足输出幅度和放大倍数要求的一条交流负载线。而通过交流负载线斜率的计算，就可以确定放大器输出端的总负载电阻 R fz ，即

2 I cm JJ 1 tan α = = = HJ 2U scm R fz

所以

R fz =

已知 R

U scm 4V = = 2k Ω I cm 2mA

= R fz / / Rc ，而且 R fz = 6k Ω ，所以

1 1 1 = = R fz R fz Rc

或

1 1 1 1 1 1 = − = − = Rc R fz R fz 2k Ω 6k Ω 3k Ω

也就是说，为满足输出幅度和放大倍数的要求，应选 Rc = 3k Ω 。（3）根据工作点稳定的条件（3-19），即

U b ≥ (5 − 10)U be = (3 − 5)V

所以选 U b = 4.7V 。

（硅管）

因为根据静态工作点最好选在交流负载线的中点的道理，在图 E 上已经确定了静态工作点 Q，即

U ce = 5V ， I c = 2mA 。所以电阻 Re 也可以确定下来了。 Re = U e U b − 0.7 4V ≈ = = 2k Ω Ie Ic 2mA

既然，U ce ， I c ， Rc ， Re 都已确定下来，就具备了选择电源电压 Ec 的充分条件， Ec 既要满足输出幅度、工作点稳定等几方面的要求，又不宜选得太大，以免对电源设备和晶体管的耐压提出过高而又不必要的要求。由于

Ec ≈ U ce + I c ( Rc + Re )

所以

Ec = 5V + 2mA × (3k Ω + 2k Ω) = 15V

考虑到设计过程中，对输出幅度和放大倍数等方面都已留有余量，所以 Ec 就选 15V。（4）又根据工作点稳定的另一个条件（3-18），

I1 ≥ (5 − 10) I b

已知

Ib =

2mA = 40 µ A 50

所以选 I1 = 40mA 。据此就可以确定基极的偏置电阻 Rb1 和 Rb 2 。根据图 F，

近似认为

Rb1 ≈

同理，

Ub 4.7V = = 12k Ω I1 0.4mA Ec − U b 15V − 4.7V = = 26k Ω I1 0.4mA

Rb 2 ≈

实选 Rb1 = 12k Ω ， Rb

2 = 24k Ω 。（5）晶体管集电极的耗散功率可按静态值来估算

Pc = U ce I c = 5V × 2mA = 10mW

所以选高频小功率硅管 9013[ PcM = 300mW , BU ceo ≥ (15 − 30)V ] ，或均可。

3DG6[ PcM = 100mW , BU ceo ≥ (15 − 30)]

（6）耦合电容 C1 和 C2 一般选几十微法，射极旁路电容 Ce 一般选 100 微法左右。

3. 射极输出器

射极输出器的特点及电路的引出 1. 射极输出器的特点及电路的引出一个放大器常常不仅希望输入级有较高的输入电阻，而且还希望输出级具有较低的输出电阻。以便减轻对前一级的影响和负担以及提高推动负载的能力。前面介绍的具有负反馈的共射电路，虽然提高了输入电阻，但其输出电阻大体上仍同没有反馈的共射电路一样，大约等于集电极电阻因此为了进一步减小输出电阻，共射电路还需要改进。如果把集电极的电路（即共发射极电路）改接成发射极输出的电路，如图 a 所示，

RC ,

图a 这样输出电压不就直接反馈到输入端来了？这样的电路输出电阻是不是也能够减小呢？回答是肯定的。在图 a（b）中。

由于，

①

所以当负载波动时，电压负反馈的过程如下：

说明负载波动所造成的输出电压的变化在发射极输出的电路中也大大减小了，换句话讲，发射极输出电路的输出电阻可以大大减小。在图 a（b）中，输出电压取自晶体管的发射极，所以取名为射极输出器。根据电路图不难看出，射极输出器由于发射极接有电阻，它的输入电阻也可以有大幅度的提高。而根据输入回路的情况，即①式所表达的输出电压与输入电压的关系。可见射极输出器的输出电压总是略小于其输入电压，换句话讲，它的电压放大倍数总是略小于 1。输入电阻很高、输出电阻很小以及电压放大倍数略小于 1，这就是射极输出器的一个概貌。 2 静态工作点放大器的静态基极电流仍然是由基极偏流电阻提供的。不过，现在基极对地的电压不再是很小，不能忽略不计，因此原先用来计算基极静态工作电流的公式已经不再适用。

一般情况下，总有

，

所以

②

这一个公式再一次说明，由于基极回路的电流 IB 比发射极回路的电流 Ie 要小（β+1）倍，因此如果要把发射极电阻 Re 完全折合到基极回路上去，即认为流过它的电流也是 IB，那么折合过来的电阻应当比 Re 大（β+1）倍。换句话说，基极回路的总电阻由两个电阻串联组成，一个是偏流电阻，另一个是折合到基极回路这一边来的发射极电阻，即（β+1）Re，所以电源 Ec 除以基极回路的总电阻，就可以求出基极的静态工作电流。在图 b 的射极输出器中

图b

Ec=20V，Rb=200K，Re=3.9K，设β=60，如果忽略 Ube，代入公式

②，即得：

基极静态电流发射极电流发射极电压管压降

为了计算射极输出器的输入电阻，图 b（b）画出了它的交流等效电路。

图c 由于集电极直接接电源，所以对交流信号来说，集电极相当于接地。换句话说，从交流等效电路来看，放大器的输入回路和输出回路均以晶体管的集电极为其公共点，因此射极输出器又叫做“共集电极放大电路” 。暂不考虑负载电阻和基极偏流电阻的影响，所以在图上都画成了虚线。根据图 c（b）可以写出输入回路的关系。

在不考虑 Rb 的情况下，输入电流

，因此这时放大器的输入电阻

这个式子的意思是很明显的，在暂不考虑 Rb 的情况下，从射极输出器的输入端 AB 两点看进去的输入电阻应该是 Rbe 和（β+1）Re 这两个电阻的串联。所以是（β+1）Re 而不是 Re，就是因此基极电流比发射极电流小β倍，因此如果要将完全折合到基极回路来，就必须增大倍（β+1）。以图 b 为例：Ec=20V，Rb=200K，Re=3.9K，β=60，Ie=2.8mA

上式说明在暂不考虑基极偏流电阻的情况下，射极输出器的输入电阻近似等于发射极电阻的β倍。所以射极输出器的输入电阻一般都可以达到几十千欧到几百千欧，比起集电极输出电路（即共发射极电路）的输入电阻提高几十倍到几百倍。如果像图 b 那样，射极输出器带有负载，则输出端的等效负载为，因此式应改写为如果再把基极的偏流电阻考虑在内，则射极输出器实际的输入电阻

rsr ≈Rb//rsr≈Rb// RβRL

对于大多数情况来说，认为总是（β+1）≈β，，这时射极输出器的输出电阻近似为

仍以图 a 为例，设信号源内阻 Rx=600Ω，又已知 Rbe≈0.9K, β=60, Rb=200K，Re=3.9K，则 ≈

可见，射极输出器确实可以获得很低的输出电阻。例题要设计一个射极输出器，负载电阻 RL=300Ω，输出电压=2.5V，已知晶体管β=50 （1）算出要求的电压输出范围由于设计时，留有一定的余量，考虑，即总的输出幅度（或叫作跟随范围）应为 8V

这样，就可以把坐标系上的输出幅度限定下来了。

图d 但考虑晶体管有 1V 左右的饱和压降，所以在图 d 中，标定的输出范围是从到之间。可见，静态工作点已经定了。（2）确定电流输出的范围由设计要求可以算出负载电流（即输出电流）的峰值

IRL

所以，肯定 Iem＞IRL，同时要使输出波形不失真，射极的静态电流必须大于 IRL，即第一步，我们选。这样，就可以在图 3d 上进一步标出射极输出器的静态长作点和电流的变化范围。因此，根据输出范围所规定的矩形就可以画出射极输出器的交流负载线。根据交流负载线的斜率就可以计算射极输出端的总负载电阻。即所以 Ic 选

15mA，进一步标出静态工作点 Q 和 Ic 电流的变化范围 2Icm=30 mA。因此：

由于

所以即 Re=2.4K 根据已定的静态工作点和和发射极电阻，即可以确定电源电压

显然，所选电源电压太高了。原因在哪里呢？由于，已知 IRL=13.3mA，现在选 15mA，所以 IRem 必然很小，也就是要求 Re＞＞RL。大虽然可以使交流的更多地流到负载电阻上去，即相对地更大些，但是却造成直流的压降过大（如本例题中），因而要求电源电压很高才行。第二步，根据前面的分析，使 Ic=(1.5—2) IRLm 比较合适，不宜选得太小。为此我们选 20 mA ，重新在图上标出静态工作点和相应的电流变化范围。重新确定的总负载电阻

RL=

则这时 Ec=Uce+IeRe=5V+20 mAΧ0.6K=17V 实际上，按电源的标准化设计，可以选 18V，这时电路的其他设计参数都不必更动，唯独使静态工作点沿着横轴的方向右移 1V，这就是说令即可。

（3）确定基极偏置电阻

所以实取 Rb=13K （4）确定晶体管的管型考虑到晶体管的集电极损耗功率，所以选高频小功率硅管 D766C，它的极限参数为。

前两项都可以满足要求，虽然略小一些，但考虑到电流超过只不过引起下降，不致损坏，故还是可行的。到此为止，电路的设计已经完成，电路和元件参数都标在图 3-58 的电路图上。

由于，所以图 b 的交流负载线、直流负载线以及工作点都需要略为向右平移，图上就不画了。根据前面的讨论，理论上也完全可以证明，为了使射极输出器的跟随范围尽可能大，除了应使静态工作点大致在交流负载线中央这一个一般原则以外，应该使 Ic=(1.5—2) IRLm 这些都可以作为今后设计射极输出器时的依据。

4、

共基放大电路

除了前面已经详细介绍过的共发射极放大电路和共集电极放大电路（即射极输出器）以外，在一些高频放大电路或其他特殊情况下有时也采用共基极放大电路，如图甲（a）所示。

甲图中 Ee 和 Re 用来给电路设置静态工作点。输入信号经过隔直电容 C1 加到晶体管的 e-b 极之间，而 c-b 极输出，电路的交流通道如图甲(b)所示，由于输出端和输入端以晶体管的基极为公共端，所以叫共基极放大电路。在共基极电路中，晶体管的输入电流为 I e 输出电流为 I c ，总有 I c < I e ，所以电路的电流放大倍数

. .

α=

总是小于 1。但是因为有电压放大作用和功率放大作用，所以仍有实用价值。

例如晶体管的 re = 26Ω ， rb = 300Ω ， β = 49 ，则共射电路中晶体管的输入电阻

rbe = 300Ω + (49 + 1) × 26Ω = 1.6k Ω

而共基电路中晶体管的输入电阻 reb =

300Ω + 26Ω = 32Ω (49 + 1)

可见，共基电路的输入电阻可以做得极

低。从图 3-67 还可以看到，共基电路的电流放大倍数虽然小于 1，但由于它的输入电阻非常小，所以电压放大倍数大体上与共射电路相同。最后，由于共基接法时的晶体管截止频率 fα 比共射接法时的截止频率 f β 高 ( β + 1) 倍，即

fα = ( β + 1) f β

分压式偏置放大电路

2 分压式偏置放大电路

2．1 分压式偏置放大电路的组成

分压式偏置放大电路如图所示。V是放大管；RB1、RB2是偏置电阻，RB1、RB2组成分压式偏置电路，将电源电压UCC分压后加到晶体管的基极；RE是射极电阻，还是负反馈电阻；CE是旁路电容与晶体管的射极电阻RE并联，CE的容量较大，具有“隔直、导交”的作用，使此电路有直流负反馈而无交流负反馈，即保证了静态工作点的稳定性，同时又保证了交流信号的放大能力没有降低。

．图a 图b 2．2 稳定静态工作点的原理

分压式偏置放大电路的直流通路如图a所示。当温度升高，IC随着升高，IE也会升高，电流IE流经射极电阻RE产生的压降UE也升高。又因为UBE=UB-UE，如果基极电位UB是恒定的，且与温度无关，则UBE会随UE的升高而减小，IB也随之自动减小，结果使集电极电流IC减小，从而实现IC基本恒定的目的。如果用符号“  ”表示减小，用“  ”表示增大，则静态工作点稳定过程可表示为：

UBEUBUE且UB恒定

TIIUUBEIBIC CEE

要实现上述稳定过程，首先必须保证基极电位UB恒定。由图b可见，合理选择元件，使流过偏置电阻RB1的电流I1比晶体管的基极电流IB大很多，则UCC被RB1、RB2分压得晶体管的基极电位UB：

RB2

UBUCC

RB1RB2

分压式偏置放大电路中，采用了电流负反馈，反馈元件为RE。这种负反馈在直流条件下起稳定静态工作点的作用，但在交流条件下影响其动态参数，为此在该处并联一个较大容量的电容CE，使RE在交流通路中被短路，不起作用，从而免除了RE对动态参数的影响。

．2．3 电路定量分析

1．静态分析

根据定理可得输出回路方程

2．4动态分析

由分压式偏置放大电路图A可得交流通路如图C所示及微变等效电路如图D所示

图C 分压式偏置电路的交流通路图D 分压式偏置电路的交流微变等效电路（1）电压放大倍数K

输入电压

Usriiriir

输出电压

UscicRLibRL

UscibRLRC//RL

K

Usribrberbe

（2）输入电阻rsr

rsrRb1//Rb2//rbe

（3）输出电阻rsc

设计举例：

R

要求设计一个工作点稳定的单管放大器，已知放大器输出端的负载电阻Rfz6K

，晶体管的电流

放大系数β=50，信号频率f=1KH z,电压放大倍数K≥100，放大器输出电压的有效值USC≥ 2.5V。

(1) 电路结构采用工作点稳定的典型电路。

(2) 由于设计要求满足一定的输出幅度，所以采用图解法来设计是比较方便的。具体如下：

按设计要求，输出的电压峰值Uscm

sc1.42.5V3.5V

考虑留有一定的余量，按Uscm4V设计。因此，输入电压的峰值Usrm

UscmK

按设计要求K=100设计，所以

Usrm

UscmK



0.04V40mV 100

如果集电极静态电流选在（1--2）mA，晶体管的输入电阻rbe近似按1k估计，则基极电流的峰值 Ibm

Usrm40mV

40A rbe1k

已知β=50，所以集电极的峰值电流

IcmIbm5040A2mA

根据设计指标明确提出了Uscm4V和Icm2mA的要求以后，就可以在晶体管的输出特性曲线上（如果手头没有特性曲线，也可以直接在UceIc的坐标系上）画出2Uscm和2Icm所规定的一个矩形，见

图E

考虑到晶体管有1V左右的饱和压降，对硅管Iceo可以忽略不计，所以矩形的垂直边JJ选在

Uce1V的地方，矩形的下底边JH选在Ic0的横轴上。显然，通过矩形的两个顶点H和J所画的对

角线HJ就应该是满足输出幅度和放大倍数要求的一条交流负载线。而通过交流负载线斜率的计算，就可以确定放大器输出端的总负载电阻R

，即

2IcmJJ1 tan

HJ2UscmRfz

所以



Uscm4V

2k Icm2mA

已知R

Rfz//Rc，而且Rfz6k，所以

111

RfzRfzRc

或

111111 RcRfzRfz2k6k3k

也就是说，为满足输出幅度和放大倍数的要求，应选Rc3k。（3）根据工作点稳定的条件（3-19），即

Ub(510)Ube(35)V （硅管）所以选Ub4.7V。

因为根据静态工作点最好选在交流负载线的中点的道理，在图E上已经确定了静态工作点Q，即

Uce5V

，

Ic2mA

。所以电阻

也可以确定下来了。

UeUb0.74VRe2k

IeIc2mA

既然，Uce，Ic，Rc，Re都已确定下来，就具备了选择电源电压Ec的充分条件，Ec既要满足输出幅度、工作点稳定等几方面的要求，又不宜选得太大，以免对电源设备和晶体管的耐压提出过高而又不

必要的要求。由于

EcUceIc(RcRe)

所以

Ec5V2mA(3k2k)15V

考虑到设计过程中，对输出幅度和放大倍数等方面都已留有余量，所以Ec就选15V。（4）又根据工作点稳定的另一个条件（3-18），

已知

I1(510)Ib

Ib





2mA

40A 50

所以选I1=0.4mA。据此就可以确定基极的偏置电阻Rb1和Rb2。根据图F，

近似认为

Rb1同理，

Ub4.7V

12k I10.4mA

Rb2

EcUb15V4.7V

26k I10.4mA

实选Rb112k，Rb224k。

（5）晶体管集电极的耗散功率可按静态值来估算

PcUceIc5V2mA10mW

所以选高频小功率硅管

9013[PcM300mW,BUceo(1530)V]，或均可。

3DG6[PcM100mW,BUceo(1530)]

（6）耦合电容C1和C2一般选几十微法，射极旁路电容Ce一般选100微法左右。

3. 射极输出器

1. 射极输出器的特点及电路的引出

一个放大器常常不仅希望输入级有较高的输入电阻，而且还希望输出级具有较低的输出电阻。以便减轻对前一级的影响和负担以及提高推动负载的能力。前面介绍的具有负反馈的共射电路，虽然提高了输入电阻，但其输出电阻大体上仍同没有反馈的共射电路一样，大约等于集电极电阻RC ,因此为了进一步减小输出电阻，共射电路还需要改进。

如果把集电极的电路（即共发射极电路）改接成发射极输出的电路，如图a所示，

图a

这样输出电压不就直接反馈到输入端来了？这样的电路输出电阻是不是也能够减小呢？回答是肯定的。在图a（b）中。

由于，

① 所以当负载波动时，电压负反馈的过程如下：

说明负载波动所造成的输出电压的变化在发射极输出的电路中也大大减小了，换句话讲，发射极输出电路的输出电阻可以大大减小。

在图a（b）中，输出电压取自晶体管的发射极，所以取名为射极输出器。根据电路图不难看出，射极输出器由于发射极接有电阻，它的输入电阻也可以有大幅度的提高。而根据输入回路的情况，即①式所表达的输出电压与输入电压的关系。

可见射极输出器的输出电压总是略小于其输入电压，换句话讲，它的电压放大倍数总是略小于1。输入电阻很高、输出电阻很小以及电压放大倍数略小于1，这就是射极输出器的一个概貌。 2 静态工作点

放大器的静态基极电流仍然是由基极偏流电阻提供的。不过，现在基极对地的电压不再是很小，不能忽略不计，因此原先用来计算基极静态工作电流的公式已经不再适用。

一般情况下，总有

，所以

②

这一个公式再一次说明，由于基极回路的电流IB比发射极回路的电流Ie要小（β+1）倍，因此如果要把发射极电阻Re完全折合到基极回路上去，即认为流过它的电流也是IB，那么折合过来的电阻应当比Re大（β+1）倍。换句话说，基极回路的总电阻由两个电阻串联组成，一个是偏流电阻，另一个是折合到基极回路这一边来的发射极电阻，即（β+1）Re，所以电源Ec除以基极回路的总电阻，就可以求出基极的静态工作电流。在图b的射极输出器中

图b

Ec=20V，Rb=200K，Re=3.9K，设β=60，如果忽略Ube，代入公式②，即得：

基极静态电流

发射极电流

发射极电压

管压降

为了计算射极输出器的输入电阻，图b（b）画出了它的交流等效电路。

图c

由于集电极直接接电源，所以对交流信号来说，集电极相当于接地。换句话说，从交流等效电路来看，放大器的输入回路和输出回路均以晶体管的集电极为其公共点，因此射极输出器又叫做“共集电极放大电路”。

暂不考虑负载电阻和基极偏流电阻的影响，所以在图上都画成了虚线。根据图c（b）可以写出输入回路的关系。

在不考虑Rb的情况下，输入电流

，因此这时放大器的输入电阻

这个式子的意思是很明显的，在暂不考虑Rb的情况下，从射极输出器的输入端AB两点看进去的输入电阻应该是Rbe和（β+1）Re这两个电阻的串联。所以是（β+1）Re而不是Re，就是因此基极电流比发射极电流小β倍，因此如果要将完全折合到基极回路来，就必须增大倍（β+1）。

以图b为例：Ec=20V，Rb=200K，Re=3.9K，β=60，

Ie=2.8mA

上式说明在暂不考虑基极偏流电阻的情况下，射极输出器的输入电阻近似等于发射极电阻的β倍。所以射极输出器的输入电阻一般都可以达到几十千欧到几百千欧，比起集电极输出电路（即共发射极电路）的输入电阻提高几十倍到几百倍。

如果像图b那样，射极输出器带有负载Rfz，则输出端的等效负载为R r

Re//Rfz，因此式应改写为

Rfz

如果再把基极的偏流电阻考虑在内，则射极输出器实际的输入电阻 rsrRb//rsrRb//Rfz

对于大多数情况来说，认为总是（β+1）≈β，，这时射极输出器的输出电阻近似为

仍以图a为例，设信号源内阻Rx=600Ω，又已知Rbe≈0.9K, β=60, Rb=200K，Re=3.9K，则

可见，射极输出器确实可以获得很低的输出电阻。

例题要设计一个射极输出器，负载电阻RL=300Ω，输出电压Usc=2.5V，已知晶体管β=50 （1）算出要求的电压输出范围由于

设计时，留有一定的余量，考虑

，即总的输出幅度（或叫作跟随范围）应为8V

这样，就可以把坐标系上的输出幅度限定下来了。

图d

但考虑晶体管有1V左右的饱和压降，所以在图d中，标定的输出范围是从静态工作点已经定了。

（2）确定电流输出的范围

由设计要求可以算出负载电流（即输出电流）的峰值Ifzm

Usc

=1V到9V之间。可见，

Ifzm

Uscm4V

13.3mA Rfz300

所以，肯定IemIfzm，同时要使输出波形不失真，射极的静态电流必须大于Iem，即

第一步，我们选IcIe15mA。这样，就可以在图d上进一步标出射极输出器的静态长作点和电流的变化范围2Icm=30 mA。

因此，根据输出范围所规定的矩形就可以画出射极输出器的交流负载线。根据交流负载线的斜率就可以

计算射极输出端的总负载电阻。即

2IcmJJ1 tan

HJ2UscmRfz

因此：

由于

所以

即 Re=2.4K

根据已定的静态工作点和和发射极电阻，即可以确定电源电压

显然，所选电源电压太高了。原因在哪里呢？已知Ifzm13.3mA，现在选Iem =15mA，所以IRem必然很小，也就是要求Re＞＞RL。大虽然可以使交流的更多地流到负载电阻上去，即ifz相对地更大些，但是却造成直流的压降过大，因而要求电源电压很高才行。

第二步，根据前面的分析，使Ie(1.52)Ifzm比较合适，不宜选得太小。为此我们选IcIe20mA，重新在图上标出静态工作点和相应的电流变化范围。

重新确定的总负载电阻 R



Uscm4V

200则 Icm20mA

则

这时 Ec=Uce+IeRe=5V+20 mAΧ0.6K=17V

实际上，按电源的标准化设计，可以选18V，这时电路的其他设计参数都不必更动，唯独使静态工作点沿着横轴的方向右移1V，这就是说令Uce6V即可。

（3）确定基极偏置电阻

所以

实取 Rb=13K

（4）确定晶体管的管型

考虑到晶体管的集电极损耗功率，所以选高频小功率硅管D766C，它的极限参数为PcM300mW。

前两项都可以满足要求，IcM虽然略小一些，但考虑到电流超过只不过引起下降，不致损坏，故还是可行的。

到此为止，电路的设计已经完成，电路和元件参数都标在图e的电路图上。

图e

由于，所以图b的交流负载线、直流负载线以及工作点都需要略为向右平移，图上就不画了。

根据前面的讨论，理论上也完全可以证明，为了使射极输出器的跟随范围尽可能大，除了应使静态工作点大致在交流负载线中央这一个一般原则以外，应该使IcIe(1.52)Ifzm

这些都可以作为今后设计射极输出器时的依据。

4、共基放大电路

甲

图中Ee和Re用来给电路设置静态工作点。输入信号经过隔直电容C1加到晶体管的e-b极之间，而c-b极输出，电路的交流通道如图甲(b)所示，由于输出端和输入端以晶体管的基极为公共端，所以叫共基

极放大电路。

在共基极电路中，晶体管的输入电流为Ie输出电流为Ic，总有IcIe，所以电路的电流放大倍数.....

Ic

Ie.总是小于1。但是因为有电压放大作用和功率放大作用，所以仍有实用价值。

例如晶体管的re26，rb300，49，则共射电路中晶体管的输入电阻

rbe300(491)261.6k 而共基电路中晶体管的输入电阻reb3002632 (491)

可见，共基电路的输入电阻可以做得极低。

从图3-67还可以看到，共基电路的电流放大倍数虽然小于1，但由于它的输入电阻非常小，所以电压放大倍数大体上与共射电路相同。

最后，由于共基接法时的晶体管截止频率f比共射接法时的截止频率f高(1)倍，即f(1)f

几乎所有分立元器件的ＦＭ收音机，其高频头的第一级电路都是用图１所示的共基极调谐放大器。图中Ｒ１、Ｒ２是直流偏置电阻。Ｃ２、Ｃ３容量较大，在工作频段内相当于短路。Ｃ１、Ｃ４是回路的调谐电容。Ｌ１、Ｌ２是回路电感，Ｌ１、Ｃ１构成低Ｑ值的固定调谐回路，覆盖８８～１０８ＭＨｚ全频段。Ｌ２、Ｃ４构成选频回路，调谐于接收信号频率。由于ＬＣ回路调谐时呈纯阻性，设为Ｒ０，Ｒ０＝Ｑ√(1/C)，Ｑ是回路的品质因数。简化图１后可得等效的交流回路，如图２所示。

图１电路工作在低频时，共基极放大器和共发射极放大器具有相近的放大倍数。ＦＭ收音机是工作在１００ＭＨｚ左右的高频下，此时三极管共发射极连接时的放大能力大为下降，而共基极时的放大能力却下降甚少，故高频时应采用共基极放大电路。

理论分析表明，舍去繁琐的数学推导，可得以下的结论：

１．放大系数β随工作频率的增加而迅速下降。通常低频时值为β0，可用仪器测得。高频时值为β，可由公式算得（计算方法从略）；ｆ越高，β比β0越小。严格讲，β值只适用于计算共发射极放大器的放大倍数。

２．分析共基极电路，必须用图２的三极管共基极等效电路和共基极电流放大系数α来分析（详细理论从略）。放大系数α＝Ｉｃ／Ｉｅ，若低频时为α0，高频时为α；则相对于α0，高频时的α下降甚微。

３．定量关系。共发射极放大器的放大倍数Ａｅ可按下式计算：

Ａｅ＝－（βＲ0／ｒbe）

式中ｒbe＝ｒb＋（１＋β）ｒe，ｒb是三极管有效基区的体电阻，ｒe是发射结的正向导通电阻。共基极放大器的放大倍数Ａｂ为：

Ａｂ＝βＲ0／ｒeb

式中ｒeb＝ｒe＋（１－α）ｒb，是三极管共基极连接时的等效输入电阻，ｒb和ｒe意义同上。

以下举一实例进行说明。设三极管参数为ｒb＝２００Ω，ｒe＝２１Ω，β0＝６０，α0＝０．９８。频率为１００ＭＨｚ时算得β＝５．８，α＝０．９７；集电极回路的谐振电阻Ｒ０＝５３０Ω。试计算低频时和１００ＭＨｚ时，两种电路的放大倍数。

低频时：输入电阻ｒbe＝２００＋（１＋６０）×２１＝１４８０Ω，ｒeb＝２１＋（１－０．９８）×２００＝２５Ω；故共发射极放大倍数∣Ａｅ∣＝６０×（５３０／１４８０）＝２１．５，共基极放大倍数Ａｂ＝０．９８×（５３０／２５）＝２０．８。可见两者绝对值几乎相等。

１００ＭＨｚ时，输入电阻ｒbe＝２００＋（１＋５．８）×２１＝３４３Ω，ｒeb＝２１＋（１－０．９７）×２００＝２７Ω；故∣Ａｅ∣＝５．９×（５３０／３４３）＝９．１，Ａｂ＝０．９７×＝１９。结果表明两者相差很大。

由以上计算可见，工作于低频时两种电路的放大倍数均为２１倍；但在１００ＭＨｚ时，共发射极电路仅能放大９倍，而共基极电路却可放大到１９倍。因此，在ＦＭ收音机或ＴＶ系统中，共基极放大电路得到广泛的应用。

各种放大电路

各种放大电路的详细资料

能够把微弱的信号放大的电路叫做放大电路或放大器。例如助听器里的关键部件就是一个放大器。

放大电路的用途和组成

放大器有交流放大器和直流放大器。交流放大器又可按频率分为低频、中源和高频；接输出信号强弱分成电压放大、功率放大等。此外还有用集成运算放大器和特殊晶体管作器件的放大器。它是电子电路中最复杂多变的电路。但初学者经常遇到的也只是少数几种较为典型的放大电路。

读放大电路图时也还是按照“逐级分解、抓住关键、细致分析、全面综合”的原则和步骤进行。首先把整个放大电路按输入、输出逐级分开，然后逐级抓住关键进行分析弄通原理。放大电路有它本身的特点：一是有静态和动态两种工作状态，所以有时往往要画出它的直流通路和交流通路才能进行分析；二是电路往往加有负反馈，这种反馈有时在本级内，有时是从后级反馈到前级，所以在分析这一级时还要能“瞻前顾后”。在弄通每一级的原理之后就可以把整个电路串通起来进行全面综合。下面我们介绍几种常见的放大电路。

低频电压放大器

低频电压放大器是指工作频率在 20 赫～ 20 千赫之间、输出要求有一定电压值而不要求很强的电流的放大器。（ 1 ）共发射极放大电路

图 1 （ a ）是共发射极放大电路。 C1 是输入电容， C2 是输出电容，三极管 VT 就是起放大作用的器件， RB 是基极偏置电阻 ,RC 是集电极负载电阻。 1 、 3 端是输入， 2 、 3 端是输出。 3 端是公共点，通常是接地的，也称“地”端。静态时的直流通路见图 1 （ b ），动态时交流通路见图 1 （ c ）。电路的特点是电压放大倍数从十几到一百多，输出电压的相位和输入电压是相反的，性能不够稳定，可用于一般场合。

（ 2 ）分压式偏置共发射极放大电路

图 2 比图 1 多用 3 个元件。基极电压是由 RB1 和 RB2 分压取得的，所以称为分压偏置。发射极中增加电阻 RE 和电容 CE ， CE 称交流旁路电容，对交流是短路的； RE 则有直流负反馈作用。所谓反馈是指把输出的变化通过某种方式送到输

入端，作为输入的一部分。如果送回部分和原来的输入部分是相减的，就是负反馈。图中基极真正的输入电压是 RB2 上电压和 RE 上电压的差值，所以是负反馈。由于采取了上面两个措施，使电路工作稳定性能提高，是应用最广的放大电路。

（ 3 ）射极输出器

图 3 （ a ）是一个射极输出器。它的输出电压是从射极输出的。图 3 （ b ）是它的交流通路图，可以看到它是共集电极放大电路。

这个图中，晶体管真正的输入是 V i 和 V o 的差值，所以这是一个交流负反馈很深的电路。由于很深的负反馈，这个电路的特点是：电压放大倍数小于 1 而接近 1 ，输出电压和输入电压同相，输入阻抗高输出阻抗低，失真小，频带宽，工作稳定。它经常被用作放大器的输入级、输出级或作阻抗匹配之用。

（ 4 ）低频放大器的耦合

一个放大器通常有好几级，级与级之间的联系就称为耦合。放大器的级间耦合方式有三种： ①RC 耦合，见图 4 （ a ）。优点是简单、成本低。但性能不是最佳。 ② 变压器耦合，见图 4 （ b ）。优点是阻抗匹配好、输出功率和效率高，但变压器制作比较麻烦。 ③ 直接耦合，见图 4 （ c ）。优点是频带宽，可作直流放大器使用，但前后级工作有牵制，稳定性差，设计制作较麻烦。

功率放大器

能把输入信号放大并向负载提供足够大的功率的放大器叫功率放大器。例如收音机的末级放大器就是功率放大器。（ 1 ）甲类单管功率放大器

图 5 是单管功率放大器， C1 是输入电容， T 是输出变压器。它的集电极负载电阻 Ri′ 是将负载电阻 R L 通过变压器匝数比折算过来的：

RC′= （ N1 N2 ） 2 RL=N 2 RL

负载电阻是低阻抗的扬声器，用变压器可以起阻抗变换作用，使负载得到较大的功率。

这个电路不管有没有输入信号，晶体管始终处于导通状

，静态电流比较大，困此集电极损耗较大，效率不高，大约只有 35 ％。这种工作状态被称为甲类工作状态。这种电路一般用在功率不太大的场合，它的输入方式可以是变压器耦合也可以是 RC 耦合。

（ 2 ）乙类推挽功率放大器

图 6 是常用的乙类推挽功率放大电路。它由两个特性相同的晶体管组成对称电路，在没有输入信号时，每个管子都处于截止状态，静态电流几乎是零，只有在有信号输入时管子才导通，这种状态称为乙类工作状态。当输入信号是正弦波时，正半周时 VT1 导通 VT2 截止，负半周时 VT2 导通 VT1 截止。两个管子交替出现的电流在输出变压器中合成，使负载上得到纯正的正弦波。这种两管交替工作的形式叫做推挽电路。

乙类推挽放大器的输出功率较大，失真也小，效率也较高，一般可达 60 ％。

（ 3 ） OTL 功率放大器

目前广泛应用的无变压器乙类推挽放大器，简称 OTL 电路，是一种性能很好的功率放大器。为了

易于说明，先介绍一个有输入变压器没有输出变压器的 OTL 电路，如图 7 。

这个电路使用两个特性相同的晶体管，两组偏置电阻和发射极电阻的阻值也相同。在静态时， VT1 、 VT2 流过的电流很小，电容 C 上充有对地为 1 2 E c 的直流电压。在有输入信号时，正半周时 VT1 导通， VT2 截止，集电极电流 i c1 方向如图所示，负载 RL 上得到放大了的正半周输出信号。负半周时 VT1 截止， VT2 导通，集电极电流 i c2 的方向如图所示， RL 上得到放大了的负半周输出信号。这个电路的关键元件是电容器 C ，它上面的电压就相当于 VT2 的供电电压。

以这个电路为基础，还有用三极管倒相的不用输入变压器的真正 OTL 电路，用 PNP 管和 NPN 管组成的互补对称式 OTL 电路，以及最新的桥接推挽功率放大器，简称 BTL 电路等等。

直流放大器

能够放大直流信号或变化很缓慢的信号的电路称为直流放大电路或直流放大器。测量和控制方面常用到这种放大器。（ 1 ）双管直耦放大器

直流放大器不能用 RC 耦合或变压器耦合，只能用直接耦合方式。图 8 是一个两级直耦放大器。直耦方式会带来前后级工作点的相互牵制，电路中在 VT2 的发射极加电阻 R E 以提高后级发射极电位来解决前后级的牵制。直流放大器的另一个更重要的问题是零点漂移。所谓零点漂移是指放大器在没有输入信号时，由于工作点不稳定引起静态电位缓慢地变化，这种变化被逐级放大，使输出端产生虚假信号。放大器级数越多，零点漂移越严重。所以这种双管直耦放大器只能用于要求不高的场合。

（ 2 ）差分放大器

解决零点漂移的办法是采用差分放大器，图 9 是应用较广的射极耦合差分放大器。它使用双电源，其中 VT1 和 VT2 的特性相同，两组电阻数值也相同， R E 有负反馈作用。实际上这是一个桥形电路，两个 R C 和两个管子是四个桥臂，输出电压 V 0 从电桥的对角线上取出。没有输入信号时，因为 RC1=RC2 和两管特性相同，所以电桥是平衡的，输出是零。由于是接成桥形，零点漂移也很小。

差分放大器有良好的稳定性，因此得到广泛的应用。

集成运算放大器

集成运算放大器是一种把多级直流放大器做在一个集成片上，只要在外部接少量元件就能完成各种功能的器件。因为它早期是用在模拟计算机中做加法器、乘法器用的，所以叫做运算放大器。它有十多个引脚，一般都用有 3 个端子的三角形符号

表示，如图 10 。它有两个输入端、 1 个输出端，上面那个输入端叫做反相输入端，用“ — ”作标记；下面的叫同相输入端，用“＋”作标记。

集成运算放大器可以完成加、减、乘、除、微分、积分等多种模拟运算，也可以接成交流或直流放大器应用。在作放大器应用时有：

（ 1 ）带调零的同相输出放大电路

图 11 是带调零端的同相输出运放电路。引脚 1 、 11 、 12 是调零端，调整 RP 可使输出端（ 8 ）在静态时输出电压为零。 9 、 6 两脚分别接正、负电源。输入信号接到同相输入端（ 5 ），因此输出信号和输入信号同相。放大器负反馈经反馈电阻 R2 接到反相输入端（ 4 ）。同相输入接法的电压放大倍数总是大于 1 的。

（ 2 ）反相输出运放电路

也可以使输入信号从反相输入端接入，如图 12 。如对电路要求不高，可以不用调零，这时可以把 3 个调零端短路。

输入信号从耦合电容 C1 经 R1 接入反相输入端，而同相输入端通过电阻 R3 接地。反相输入接法的电压放大倍数可以大

于 1 、等于 1 或小于 1 。

（ 3 ）同相输出高输入阻抗运放电路

图 13 中没有接入 R1 ，相当于 R1 阻值无穷大，这时电路的电压放大倍数等于 1 ，输入阻抗可达几百千欧。放大电路读图要点和举例

放大电路是电子电路中变化较多和较复杂的电路。在拿到一张放大电路图时，首先要把它逐级分解开，然后一级一级分析弄懂它的原理，最后再全面综合。读图时要注意： ① 在逐级分析时要区分开主要元器件和辅助元器件。放大器中使用的辅助元器件很多，如偏置电路中的温度补偿元件，稳压稳流元器件，防止自激振荡的防振元件、去耦元件，保护电路中的保护元件等。 ② 在分析中最主要和困难的是反馈的分析，要能找出反馈通路，判断反馈的极性和类型，特别是多级放大器，往往以后级将负反馈加到前级，因此更要细致分析。 ③ 一般低频放大器常用 RC 耦合方式；高频放大器则常常是和 LC 调谐电路有关的，或是用单调谐或是用双调谐电路，而且电路里使用的电容器容量一般也比较小。 ④ 注意晶体管和电源的极性，放大器中常常使用双电源，这是放大电路的特殊性。

例 1 助听器电路

图 14 是一个助听器电路，实际上是一个 4 级低频放大器。 VT1 、 VT2 之间和 VT3 、 VT4 之间采用直接耦合方式， VT2 和 VT3 之间则用 RC 耦合。为了改善音质， VT1 和 VT3 的本级有并联电压负反馈（ R2 和 R7 ）。由于使用高阻抗的耳机，所以可以把耳机直接接在 VT4 的集电极回路内。 R6 、 C2 是去耦电路， C6 是电源滤波电容。

例 2 收音机低放电路

图 15 是普及型收音机的低放电路。电路共 3 级，第 1 级（ VT1 ）前置电压放大，第 2 级（ VT2 ）是推动级，第 3 级（ VT3 、 VT4 ）是推挽功放。 VT1 和 VT2 之间采用直接耦合， VT2 和 VT3 、 VT4 之间用输入变压器（ T1 ）耦合并完成倒相，最后用输出变压器（ T2 ）输出，使用低阻扬声器。此外， VT1 本级有并联电压负反馈（ R1 ）， T2 次级经 R3 送回到 VT2 有串联电压负反馈。电路中 C2 的作用是增强高音区的负反馈，减弱高音以增强低音。 R4 、 C4 为去耦电路， C3 为电源的滤波电容。整个电路简单明了。

各种放大电路

半导体三极管主要用途之一是利用它的电流放大作用组成各种放大电路，主要有三极管放大器、多级放大器、差分放大器、小信号调谐放大器、低频功率放大器等。

1．三极管单级放大器

双极性三极管有三种不同组态。与之相对应，三级管放大器也分为三种，分别是共发射极放大器、共集电极放大器和共基极放大器。如1图所示。图1a为共射放大器，待放大信号ui由三极管的基极输入，被放大后的信号uo由集电极输出，基极与发射极构成输入回路，集电极与发射极构成输出回路，可见发射极是输入、输出回路的公共端，所以称为共发射极放大器，简称共射放大器。此电路的工作特点是，既能放大信号的电压又能放大信号的电流，而且输出信号与输入信号反相；输入电阻与输出电阻阻值适中。一般为RL几千欧，电压放大倍数一般在几十一几百倍，可用于电压信号的放大，常被用作多级放大器的中间级。

图1b称为共集放大器，uj由基极输入，uo由发射极输出，集电极是输入和输出回路的公共端，所以称为共集电极放大器，简称共集放大器，也称为射极跟随器。此电路的工作特点是能放大信号的电流不能放大信号的电压，电压放大倍数约为1。而且输出信号与输入信号同相；输入电阻阻值较大，一般为几十千欧，输出电阻阻值很小，一般为几十欧。常被用作放多级放大器的输入级(从信号源获取信号的能力强)、输出级(带负载能力强)和缓冲级(实现阻抗转换)。

图1c为共基放大器。uI由发射极输入，uo由集电极输出，基极是输入和输出回路的公共端。所以称为共基极电路，简称共基放大器。此结构电路的工作特点是能放大信号的电压不能放大信号的电流，而且输出信号与输入信号同相。输入电阻阻值很小。一般为十几一几十欧，输出电阻阻值适中，一般为

几千欧。常用在高频信号电压放大电路

和振荡器中。vocRL

(a)分压偏置式共射放大器 (b)共集放大器(射极输出器)

ui—__1

(a)直接耦合多级放大器 (b)阻容耦合多级放大器

2．多级放大器

由一个三极管构成的单级放大器放大倍数一般为几十到几百倍，而实际应用中，往往要求放大倍数较高，为此，需要把若干级放大器级联组成多级放大器。根据前后级放大器级联方式的不同分为三种，即直接耦合多级放大器、阻容耦合多级放大器和变压器耦合多级放大器。如图2所示。

图2a为直接耦合多级放大器，

RB1、RC1和V1组成第一级放大器。

RB2、RC2、RE、CE和v2组成第二级放大器，第一级和第二级通过导线直接相连，所以称为直接耦合多级放大器。此类多级放大器的优点是不仅可以放大交流信号，还可以放大直流信号；并

(c)变压器耦合多级放大器

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且不含有大容量阻抗元件，容易集成，现在集成芯片中的电路大部分采用这种连接方式。其缺点是前后级静态工作点相互影响，工作点的稳定性不好。

图2b为阻容耦合多级放大器，和图2a结构基本一致，只是前后级是通过一个大容量的电容连接，所以称为阻容耦合

多级放大器。此类多级放大器的优点是前后级静态工作点互相独立，工作点稳定。缺点是只能放大交流信号，不能放大直流信号；因为含有大容量的电容，不便于集成。图2C为变压器耦合多级放大器，前后级是通过变压器相连的，所以称为变压器耦合多级放大器。此类多级放大器的优缺点和阻容耦合多级放大器基本一致。

3．差分放大器

差分放大电路由两只特性相同的半导体三极管构成，它利用两只管子的漂移特性相同的关系。使其互相抵消，从而更好地补偿零漂，电路结构如3图所示。图中的V1、V2具有相同温漂特性，当从V1、V2基极输入大小相等、极性相同的共模信号时，即uil=ui2，则uo=0，有效地抑制了共模信号。该电路主要用在集成运放的输入级。

4．小信号调谐放大器

小信号调谐放大器是高频放大电路中一种最基本的常见单元电路，调谐放大器是由调谐回路和半导体三极管放大器相结合而构成，这种放大器的主要特点是具有选频功能，根据小信号调谐回路采用的是单调谐回路还是双调

(a)单调谐放大电路

谐回路，可分为小信号单调谐放大器和双调谐放大器，如4图所示。

图4a为单调谐放大电路，Rbl，Rb2，RE，CE以及三极管V组成放大电路部分。L、C构成并联谐振回路，只有当输入信号的频率和LC谐振回路的谐振频率相等时，才能在LC回路两

端产生较高的谐振电压。该电压经变压器Tr2耦合，在负载回路中产生电流，从而在负载上得到较大的高频信号电压或功率。否则当输入信号的频率与谐振频率相差较大不同，可分为甲类、乙类、甲乙类和丙类，甲类主要用于小信号的电流电压放大，乙类和甲乙类主要用于低频信号的功率放大，而丙类主要用在高频信号的功率放大。如图5所示为乙类和甲乙类低频放大器。图5a为乙类互补对称功放电路，即

OCL。V 1、V2三极管的性能参数完全相

压或功率就会较小，也就是说该电路只对一定频率范围内的信号具有放大作用，这就体现了调谐放大器的选频功能。尽管单调谐放大器具有电路简单、调整方便的优点，但它的选择性不够好，也解决不了通频带与选择性之间的矛盾。在许多实际电路中，例如在电视机的高频放大和中频放大电路中，往往要求频带宽。而且选择性要好。这时采用单调谐放大器是无法完成。必须使用双调谐放大器，如(b)图所示。

5．低频功率放大器

功率放大器工作在大信号条件下，一般作为放大电路的输出级，直接与负载相连，这就要求输出信号的功率要足够大，否则无法驱动负载。根据三极管在输入信号的一个周期内导通时间的同，只是型号不同。当输入信号的正半波到来时，V1导通，V2截止，在负载RL上产生一个正半波信号；而当输入信号的负半波到来时，V2导通，V1截止，在负载R 上产生一个负半波信号，在输入信号的一个周期内Vl、V2交替导通，每个三极管的导通时间均为半个周期，

在负载上正、负半波电压叠加形成一个完整的正弦波。但是当输入电压信号的瞬时值小于管子死区电压(硅管约0．5V，锗管0．2V)时，两个三极管都不导通，则负载上Aft：有电流，致使输出电压出现失真，把这种失真称为“交越失真”。

图5b为单电源供电互补功放电路，即OTL。在V1、V2的基极之间增加两个二级管，使三极管在静态工作点处于微导通状态，从而消除交越失真。在输出端外接大容量电容C。既起到隔直流的作用。又能充当电源。__

多级放大电路电压放大倍数的计算

7.2 多级放大电路电压放大倍数的计算

在求分立元件多级放大电路的电压放大倍数时有两种处理方法。一是将后一级的输入电阻作为前一级的负载考虑，即将第二级的输入电阻与第一级集电极负载电阻并联，简称输入电阻法。二是将后一级与前一级开路，计算前一级的开路电压放大倍数和输出电阻，并将其作为信号源内阻加以考虑，共同作用到后一级的输入端，简称开路电压法。

现以图07.03的两级放大电路为例加以说明，将该图给出参数后示于图07.05中。

图07.05 两级放大电路计算例

三极管的1=2==100，VBE1=VBE2=0.7 V。计算总电压放大倍数。分别用输入电

阻法和开路电压法计算。

7.2.1 用输入电阻法求电压增益

（1）求静态工作点

VCC=VCCRb2/(Rb1+Rb2)=12*20/(51+20)=3.38V

（2）求电压放大倍数

先计算三极管的输入电阻

电压增益

如果求从VS算起的电压增益，需计算输入电阻

7.2.2 用开路电压法求电压增益第一级的开路电压增益

例

例 2

电压放大器

重庆机电职业技术学院

课程设计说明书

设计名称：电子技术课程设计

题目：电压放大电路

学生姓名：张生峰专业：建筑电气工程技术班级： 2010级1班学号： 1260720131526 指导教师：何魁燕日期： 2010 年 12 月 23 日

建筑工程系重庆机电职业技术学院

课程设计任务书

专业年级

一、设计题目

电压放大器的设计

二、主要内容

1.设计电压放大器电路

UB= （3—5）V （硅管）

UB= （1—3）V 锗管）

电压放大倍数Au≥40输入电阻Ri ≥1K

2.用multsim软件仿真电路，根据仪器、仪表中电压、电流表的显示大致给出元件参数。 3.根据示波器显示的输入、输出电压，求出电路的电压放大倍数，若没达到要求，调节元器件参数。

4.计算出输入电阻

三、具体要求

1.用multsim软件绘制电路原理图 2.撰写设计计算说明书；

4.将任务书、说明书、原理图装订成册。

一、引言„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„1

二、电压放大器设计方案„„„„„„„„„„„„„„„„„1

2.1设计要求„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„1

2.2 电路工作原理„„„„„„„„„„„„„„„„„„„1

2.3 放大电路的设计„„„„„„„„„„„„„„„„„„2

2.4 放大器的设计与计算„„„„„„„„„„„„„„„„2

2.5用multsim仿真„„„„„„„„„„„„„„„„„„4

三、总结„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„11

一、引言

电子技术电路课程设计是从理论到实践的一个重要步骤，通过这个步骤使我们的动手能力有了质的提高，也使我们对电路设计理念的认识有了质的飞跃。

本课程设计是对放大器对电压放大的基本应用，我们设计的阻容耦合放大器严格按照实验要求设计，能够充分满足电压放大倍数的实验要求的性能参数，这次课程设计让我们了解了类似产品的内部原理结构。

二、放大器的设计方案

2.1设计要求

要求：VCC12V,RL3k,Vi10mA，Rs6002.2 电路工作原理

如图3.1为典型的点稳定阻容耦合共射放大电路

。

3.1

2.3 放大电路的设计

1）选定电路形式选定为共射放大电路

图4.1

2)选用三极管

一般来说，BJT的fT愈大，Cbe、Cbc愈小，fH愈高。故选定BJT为2N222，其

ICM600mA

,V(p)CEO20V,PCM625mW

fT300MHz

，

ICEO0.01μA

,hFE()为60-300。对于小信号电压放大电路，工程上通常要求的

数值大于AV的数值，故取=60。

2.4放大器的设计与计算

由设计要求Ri(Rirbe)1k,取rbb=200有rberbbrberbb

26mVRirbb

261000200

26mAICQ(mA)

ICQ(mA)

601.95mA

,取ICQ2.0mA

3.70.72.0

取VBQ3.7V，VBEQ0.7V有Re

VBQVBEQ

ICQ

1.5kΩ

，取E24

系列（5%）标称值，Re1.0kΩ 由图4.1有

Rb2

VBQI1



VBQ(510)ICQ

603.7（12~24）kΩ （5~10）2

取E34系列标称值，Rb230K

VBQVCC

Rb2Rb1Rb2

VCCVBQ

VBQ

30(123.7)

3.7

Rb1Rb2



60KΩ

取E24系列标称值，Rb157K

rberbb

26mVICQ(mA)

20060

262

980

由R

Rc//RL，有

AVrbe



400.98

0.65KΩ





RLR

Rc

RLR



30.6530.65

1.14KΩ

取E24系列标称值，Rc2KΩ

放大电路的通频带主要受电路中存在的各种电容的影响，fH主要受BJT结电容及电路中分布电容的限制;fL主要受耦合电容Cb1、Cb2及旁路电容Ce的影响。

要严格计算Cb1、Cb2及Ce同时作用对fL的影响，计算较为复杂。通过分析可知，Cb1、Cb2、Ce愈大，fL愈低，因此，在工程设计中，为了简化计算，通常采用以Cb1或Cb2或Ce单独作用时的转折频率作为基本频率，再降低若干倍作为下限频率的方法，电容Cb1、Cb2、Ce单独作用时对应的等效回路分别如图

4.3（a）、（b）、（c）所示。如果设计要求中，fL为已知量，则可按下列表达式估算：

Cb1(310)

2fL(Rsrbe)

2fL(RcRL)

（a）

Cb2(310)

（b）

Ce(13)

2fL(Re//

Rsrbe1

)



（c）

一般常取Cb1Cb2，可在式中选用回路电阻较小的一式计算。由于(Rsrbe)(RcRL)，故取Cb1Cb2，有

Cb1Cb2(3~10)

2fL(RSrbe)



(3~10)1

2100(6001240)

(2.6~8.6)F

取Cb1Cb210F/25V，有

Ce(1~3)

2fL(Re//

Rsrbe1

)

(1~3)1

2100(1600//

6001240160

)

(53~159)F

取Ce100F/25V

2.5 用multsim仿真

在Multisim实验平台上，按上述设计参数搭建实验电路，依设计要求，验

证放大电路的性能指标：静态工作点，电压放大倍数，输入、输出电阻以及频率特性。若不符合要求，则可修改实验电路中的相应的元件参数，直至符合实验要求。

（1）在电路实验窗口，按上述设计参数搭建小信号共射放大电路，如下图所示。

实验电路图5.1

（2）用示波器测量的输入、输出信号波形参数如图5.2所示。由示波器游标T1、

T2的读数窗口中读得输入信号的正向峰值为9.095mV、输出信号的负向峰值为

906.562mV,则实验电路的电压放大倍数为：Av

vopvip



906.5629.095

99.677

图5.2（测量VOLP）

（3）利用Multisim的直流工作点分析功能分析计算实验电路。

如图5.3.1由直流工作点分析结果显示的节点对地点位可知：

VBEQV8V13.753.090.66V

VCEQV2V15.873.092.78V

ICQ(VCCV2)/RC(125.87)/23.07mA

图5.3.1（直流工作点分析结果）

由图5.3.2所示测量电路测得信号源的峰值为14.107mV，实验放大电路的输入端信号峰值为8.367mV,如图所示，则实验电路的输入电阻为：

Ri

VipVspVip

RS

8.367114.1078.367

1.46k

5.3.2（测量输入电阻电路及测量参数）

由图5.3.3所示，断开负载电阻RL后，测得输出电压峰值VOLP,则实验电路的输出电阻为：RO(

计指标。 VOLPVOP1)RL(4651906.5621)312.4k，略大于设

图5.3.3（测量输出电阻电路及测量参数）

仿真小结：经由Multisim仿真设计、分析，所测得的数据基本上符合设计要求。

三、总结

通过本次试验设计，我进一步掌握了函数发生器、示波器在测量时的注意事项及其操作规范，于此同时，了解了低频小信号单级阻容耦合放大器的工程估算方法；掌握了其静态工作点的调试方法，并加深的对“放大电路设计时，因对增益与电路频率特性性能指标进行综合考虑”这句话的理解。

运算放大器关于电压电流的转换电路

运算放大器有关电压电流的转换电路

1、 0－5V/0－10mA的V/I变换电路

图1是由运放和阻容等元件组成的V/I变换电路，能将0—5V的直流电压信号线性地转换成0－10mA的电流信号，A1是比较器．A3是电压跟随器，构成负反馈回路，输入电压Vi与反馈电压Vf比较，在比较器A1的输出端得到输出电压VL，V1控制运放A1的输出电压V2，从而改变晶体管T1的输出电流IL而输出电流IL又影响反馈电压Vf，达到跟踪输入电压Vi的目的。输出电流IL的大小可通过下式计算：IL＝Vf/(Rw+R7)，由于负反馈的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/(Rw+R7)，当Rw+R7取值为500Ω时,可实现0－5V/0－10mA的V/I转换，如果所选用器件的性能参数比较稳定，运故A1、A2的放大倍数较大，那么这种电路的转换精度，一般能够达到较高的要求。

2、 0－10V/0－10mA的V/I变换电路

图2中Vf是输出电流IL流过电阻Rf产生的反馈电压，即V1与V2两点之间的电压差，此信号经电阻R3、R4加到运放A1的两个输入端Vp与Vn，反馈电压Vf=V1－V2，对于运放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/(R2+R3)×R2，VN＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，依据Vf＝V1-V2及上式可推导出：

若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，则有：Vf×R1＝Vi×R4，

得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流过反馈回路R3、R4的电流，则有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．当运放的开环增益足够大时，输出电流IL与输入电压Vi满足线性关系，而且关系式中只与反馈电阻Rf的阻值有关．显然，当Rf＝200Ω时，此电路能实现0－10v/0－10mA的V/I变换。

3、 1－5V/4－20mA的V/I变换电路

在图3中．输入电压Vi是叠加在基准电压VB(VB=10V)上，从运放A1的反向输入VN端输入的，晶体管T1、T2组成复合管，作为射极跟踪器，起到降低T1基极电流的作用(即忽略反馈电流I2)，使得IL≈I1，而运放A1满足VN≈Vp，如果电路图中R1＝R2＝R，R4＝R5＝kR，则有如下表达式：

由式①②③可推出：

若Rf＝62.5Ω,k=0.25,Vi=1－5V，则I1＝4－20mA，而实际变换电流IL比I1小，相差I2(IL=I1-I2)，I2是一个随输入电压Vi变化的变量，输入电压最小时(Vi=1V),误差最大，在实际应用中，为了使误差降到最小，一般R1，R2，Rf的阻值分别选取40.25kΩ,40kΩ,62.5Ω。

4、 0－10mA/0－5V的I/V变换电路

在实际应用中，对于不存在共模干扰的电流输入信号，可以直接利用一个精密的线绕电阻，实现电流/电压的变换，如图4，若精密电阻R1＋Rw＝500Ω,可实现0-10mA/0-5V的I/V变换，若精密电阻R1＋Rw＝250Ω,可实现4-20mA/1-5V的I/V变换。图中R,C组成低通滤波器，抑制高频干扰，Rw用于调整输出的电压范围，电流输入端加一稳压二极管。

对于存在共模干扰的电流输入信号，可采用隔离变压器耦合方式，实现0-10mA/0-5V的I/V变换，一般变压器输出端的负载能力较低，在实际应用中还应在输出端接一个电压跟随器作为缓冲器，以提高驱动能力。

5、由运放组成的0－10mA/0－5V的I/V变换电路

在图5中，运放A1的放大倍数为A＝(R1+Rf)/R1,若R1＝100kΩ，Rf＝150kΩ，则A＝2.5；若R4＝200Ω，对于0－10mA的电流输入信号，将在R4上产生0－2V的电压信号，由A＝2.5可知，0－10mA的输入电流对应0－5V的输出电压信号。

图中电流输入信号Ii是从运放A1的同相输入端输入的，因此要求选用具有较高共模抑制比的运算放大器，例如，OP-07、OP-27等。

6、 4－20mA/0－5V的I/V变换电路

经对图6电路分析，可知流过反馈电阻Rf的电流为(Vo-VN)/Rf与VN/R1＋(VN-Vf)/R5相等，由此，可推出输出电压Vo的表达式：

Vo=(1+Rf/R1+Rf/R5)×VN-(R4/R5)×Vf。由于VN≈Vp＝Ii×R4，上式中的VN即可用Ii×R4替换，若R4＝200Ω，R1＝18kΩ，Rf＝7.14kΩ，R5＝43kΩ，并调整Vf≈7.53V，输出电压Vo的表达式可写成如下的形式:

当输入4－20mA电流信号时，对应输出0－5V的电压信号。

运放电压电流转换电路

1、 0－5V/0－10mA的V/I变换电路

2、 0－10V/0－10mA的V/I变换电路

若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，则有：Vf×R1＝Vi×R4，

3、 1－5V/4－20mA的V/I变换电路

由式①②③可推出：

4、 0－10mA/0－5V的I/V变换电路

5、由运放组成的0－10mA/0－5V的I/V变换电路

图中电流输入信号Ii是从运放A1的同相输入端输入的，因此要求选用具有较高共模抑制比的运算放大器，例如，OP-07、OP-27等。

6、 4－20mA/0－5V的I/V变换电路

经对图6电路分析，可知流过反馈电阻Rf的电流为(Vo-VN)/Rf与VN/R1＋(VN-Vf)/R5相等，由此，可推出输出电压Vo的表达式：

当输入4－20mA电流信号时，对应输出0－5V的电压信号。

运算放大器电压转换电路

运算放大器应用 1 信号电压变换电路

上述电路边界条件：R1=R2，

运放处于线性放大区，所以其2、3两脚电位相同，故Vp既为3脚电压，也是2脚电压。

设计方法：

关键思路是，Vp与Vi呈线性关系，Vo又与Vp呈线性关系，才保证了Vo与Vi呈线性关系。根据回路电压定律和节点电流定律可以得到：

因为R1=R2，所以推导中，遇到R2之处，全部写为R1, 据图中，(Vi-Vp)/R1+(Vref-Vp)/R1=Vp/R3 （节点电流定律），从而可得下式 Vp=Vi/(R1/R3+2)+Vref/(R1/R3+2) (1)

Vo与Vp的关系是：在线性放大区内，运放的同相端和反相端电压相等，故2脚电压也是Vp，从而得公式Vp/R4=(Vo-Vp)/Rf，从而得 Vo=(1+Rf/R4)Vp (2)

（1）、（2）式合并

Vo=(1+Rf/R4)Vp＝(1+Rf/R4) Vi/(R1/R3+2)＋(1+Rf/R4)Vref/(R1/R3+2) ＝(1+Rf/R4) (Vi+Vref)/(R1/R3+2) （3）

先根据输入电压与输出电压要求，求算出电压放大系数A，确定出R4与Rf的数值，确定出2脚电压Vp，然后再根据3脚上连接的各电阻及各输入电压，求算出R1(R2)与R3的值。

例1：Vi=－5V～＋5V,Vo=0～3.3V,

解：因为Vo=(1+Rf/R4)Vp，故放大倍数A=1+Rf/R4，输入电压Vi范围为10V,输出Vo范围为3.3V,

特别注意此处的放大倍数A是Vo对Vp的放大倍数，而不是Vo对Vi的，且要注意Vp是加在同相输入端的信号电压的函数，而据公式Vo=(1+Rf/R4)Vp，放大倍数A=1+Rf/R4可以知道，同相端输入的电压的放大倍数永远大于1，

设放大倍数A=1.2,再设Rf=3K,则据式A=1+Rf/R4求得R4=15K。先求Vo=3.3V时的Vp, 据式Vo=(1+Rf/R4)Vp，可得此时Vp＝Vo/A=3.3V/1.2=2.75V。令R1=R2=30K, Vref=+5V, 此时Vi=+5V,

则相当于R1与R2并联接到＋5V，其并联等效电阻为15K，则其电流为 i=(5－2.75)/15=2.25/15=0.15毫安，这也就是Vp经过R3到地的电流。

由此得到R3=Vp/i=2.75/0.15=18.3k。例2：Vi=－11.3V～＋11.3V,Vo=0～3.3V,

解：因为Vo=(1+Rf/R4)Vp，故放大倍数A=1+Rf/R4，输入电压Vi范围为22.6V,输出Vo范围为3.3V,

设放大倍数A=1.2,再设Rf=3K,则据式A=1+Rf/R4求得R4=15K。先求Vo=3.3V时的Vp, 据式Vo=(1+Rf/R4)Vp，可得此时Vp＝Vo/A=3.3V/1.2=2.75V。

令R1=R2=30K, Vref=+11.3V, 此时Vi=+11.3V,

则相当于R1与R2并联接到＋11.3V，其并联等效电阻为15K，则其电流为 i=(11.3－2.75)/15=8.55/15=0.57毫安，这也就是Vp经过R3到地的电流。由此得到R3=Vp/i=2.75/0.57=4.82k。

如果将输入R1、R2电阻取为100K，则其并联值为50K，则其电流

i=(11.3－2.75)/50=8.55/50=0.171毫安，这也就是Vp经过R3到地的电流。由此得到R3=Vp/i=2.75/0.171=16.1k。以上方法可以用于任意的电压变换。

注意其中的电压放大倍数A取值为1.2-1.5之间较好。

BJT单管共射电压放大电路--实验报告

【实验目的】

1、掌握放大电路静态工作点的测量方法，并分析静态工作点对放大器性能的影响

2、掌握放大电路动态性能，包括电压增益、输入电阻、输出电阻、最大不失真输出电压以及幅频响应特性的测试方法。 3、熟练掌握常用电子仪器的使用

【实验原理】

1、BJT单管共射放大电路可以实现对输入交流信号的反相放大，放大倍数为Av=-β(Rc//RL)/rbe。 2、BJT单管共射放大电路静态工作点的计算：Vb=Vcc*Rb2/(Rb1+Rb2)，Ic=Ve/Re，Vbe=Vb-Ve，Vce=Vc-Ve。

3、BJT单管共射放大电路静态工作点测量时需注意函数信号发生器不能接入放大电路输入端，且要用直流电压表测量。

4、输入电阻的测量方法见实验指导书，计算式为Ri=Rb1//Rb2//rbe，本实验计算中可取rbe大约为2.2千欧。

5、输出电阻的测量方法见实验指导书，计算式为Ro=Rc。

6、测量放大电路幅频响应特性的方法：要先调节信号源频率，使示波器显示输出信号幅度达到最大，并记录此时的Vo峰峰值。然后将信号源频率按照表格所示从小到大调节，找到0.707倍的Vo峰峰值最大值对应的信号源频率fL和fH。

【实验设备】

1、1个直流稳压电源 2、1台函数信号发生器 3、1台双踪示波器 4、1个交流毫伏表 5、1个万用电表

6、1个晶体三极管9013 7、电阻器、电容器若干

【实验内容】

步骤1. 按照图1-1连接电路，先不接函数信号发生器，只接通12V直流电源，将Rw从最大开始缓慢调小，同时用直流电压表测量三极管e级对地电压，当Ve=2V时，即此时Ic=Ie=2mA，测量并计算放大电路的静态工作点，并填写下表。

步骤1分析说明：

计算值和其测量值在误差允许范围内相等。而Ic可以通过测量电压Ve或Vc得出， Ic~Ie=Ve/Re。

步骤2. 保持步骤1的Rw阻值不变（即静态工作点不变），将函数信号发生器输出调为1KHz,示波器上观察输出峰峰值为10mV的正弦波信号作为放大电路的输入信号Vi，在波形不失真的情况下用示波器观察下表所列三种条件下信号Vo的峰峰值，并计算放大电路的放大倍数Av，填写下表。要求在实验报告上记录Rc=2千欧，RL=2千欧时，示波器显示的输入、输出信号波形。

步骤2分析说明：

在RL开路的情况下，Rc减小，Vo减小，而Vi不变，Av减小。在Rc不变的情况下，增大RL，Vo减小，而Vi不变，Av减小。

步骤3. 令放大电路Rc=2千欧，输出端开路，输入信号Vi为1KHz,示波器上观察峰峰值为10mV的正弦波信号，按照下表Ic值调节Rw，在Vo不失真情况下，记录Vo、Av的变化情况。

步骤3分析说明：

在误差允许的范围内，随着Ic的增大，Vo和Av的值也随之增大。

步骤4. 令放大电路Rc=2千欧，RL=2千欧，输入信号为1KHz的正弦波，首先逐步增大输入信号Vi幅度，并同时调节Rw使示波器上显示输出信号Vo同时出现缩顶和削底现象，然后将缓慢减小Vi幅度，直到示波器上显示输出信号Vo波形达到最大不失真。记录此时示波器显示Vi峰峰值，Vo峰峰值。

步骤4分析说明：

在误差允许的范围内，大幅度增大Vi，Vo也随着增大，直到Av变化不大，得到最大不失真输出电压。

最大不失真输出电压在输入信号为1.6V，在峰峰值Vi=12mV是取得。

步骤5. 保持步骤4中Rc，RL设置不变，调节Rw使静态工作点Ic=2mA(即Ve=2V),如图5-1,将函数信号发生器夹在Vs位置，并调节信号发生器，使示波器上显示放大电路的输入信号Vi幅度调节为10mV峰峰值，按照实验指导书方法测量放大电路的输入电阻Ri和输出电阻Ro，并与计算值相对照。注意Vo是输出端开路时，输出波形峰峰值，VL是负载为2千欧时，输出波形的峰峰值。

步骤5分析说明：

在误差允许的范围内，Ro、Ri的测量值与计算值近似相等。

步骤6. 保持步骤5中Rc，RL，Rw设置不变，将函数信号发生器接在如图6-1所示Vi位置，将Vi幅度调整到使输出信号Vo最大不失真，然后再调节Rw，使输出信号Vo波形出现饱和失真（下半部截止）和截止失真（上半部缩顶），用示波器观测两种失真波形，并断开输入信号，用直流电压表测量两种失真情况下的Ic值（即静态工作点Ve电压）。（本步骤不用记录数据）

步骤6分析说明：

Vi不变，当Rb1增大到一定程度时，会出现饱和失真；当Rb1减小到一定程度时，会出现截止失真。

步骤7. 如图1-1，令Rc=2千欧，RL=2千欧，保持输入信号为10mV峰峰值的正弦波，按照下表改变函数信号发生器频率，同时用示波器测出相应的输出电压Vo，并计算Av，记录数据到下表，要求在实验报告中画出放大电路的幅频响应曲线，并在曲线中标明放大电路的通频带，即fL,fH值。

步骤7分析说明：

电压增益随频率变化下降到中频电压增益的1/√2倍，即0.707Avm所对应的频率分别称为下限频率fL和上限频率fH,则通频带 f BW = Fh – FL.

【实验总结】

1、BJT单管共射放大电路可以实现对输入交流信号的反相放大，放大倍数为Av=-β(Rc//RL)/rbe。

2、BJT单管共射放大电路静态工作点的计算：Vb=Vcc*Rb2/(Rb1+Rb2)，Ic=Ve/Re，Vbe=Vb-Ve，Vce=Vc-Ve。

3、BJT单管共射放大电路静态工作点测量时需注意函数信号发生器不能接入放大电路输入端，且要用直流电压表测量。

4、测量放大电路幅频响应特性的方法：要先调节信号源频率，使示波器显示输出信号幅度达到最大，并记录此时的Vo峰峰值。然后将信号源频率按照表格所示从小到大调节，找到0.707倍的Vo峰峰值最大值对应的信号源频率fL和fH。

电压可控放大器系统硬件电路的设计

摘要

电压可控放大器是随着数字技术发展起来的一种新概念放大技术。由于电压可控放大器增益可数字化调节，因此在工业控制、消费电子以及数字通信领域有着广阔的应用前景。电压可控放大器研究所涉及的频率范围从直流到射频，十分宽泛。但由于经费和实验条件的限制，本文仅以频率小于110KHz的正弦小信号为研究对象，详细介绍了一种实现方便、安全可靠的电压可控放大器硬件电路的设计方法。

本系统主要由放大器单元、自动切换单元、微控制器单元和人机接口单元组成。放大器单元主要由精密仪表放大器AD620组成，完成对预定频带的预定倍数的放大；自动切换单元主要由继电器、三极管和电阻网络组成，完成对预定放大倍数的自动选通；微控制器单元和人机接口配相应的软件完成数字化控制。系统的主要实现了对小于110KHz的正弦小信号的无失真10倍放大；小于100KHz的正弦小信号的无失真50倍、100倍的放大；小于40KHz的正弦小信号的无失真的200倍的放大。这些放大器倍数以及频段通过键盘输入，由MCU自动选通。在这个频段的研究基本能够满足大多数工业控制、消费电子、低频信号采样等的需求。

关键词

电压可控放大器；正弦小信号；单片机继电器

一、总体设计方案

1、系统概述

本系统是以单片机为控制单元，键盘为输入设备，图形点阵液晶显示器为输出设备，通过键盘输入所需放大倍数。单片机读取相应放大倍数后按一定算法自动把输入的数据处理后重新刷新显示到屏幕上，同时在相应的输入输出口上输出控制数据。这些控制数据就控制相应的自动控制部分，自动切换放大倍数。当完成一次操作后，单片机就进行一些初始化，为下一次的操作做准备。系统详细的工作过程描述如图1-1所示。

二、系统硬件电路的设计

1、概述

在许多诸如嵌入式设计、数据采集系统设计、A/D转换、通信基站、个人消费电子产品中，电压可控放大器的应用非常广泛，电路的集成度越高，系统的可靠性就越强就越有利于占有市场。于是我们考虑低成本、高可靠性的前提下，选择一些外围电路简单、应用方便的芯片。硬件整机原理图见论文附录一。

2、放大器的设计

（1）放大器电路部分

放大器电路部分主要由精密仪表放大器AD620，直流转换芯片MC34063组成。仪表放大电路是由三个放大器所共同组成，其中的电阻 R与Rx 需在放大器的电阻适用范围內。由于可以固定电阻R，所以我们可以只调整Rx来调整放大增益值，其关系如式：

VO(1

仪表放大电路的构成如图2-1所示。

)(V1V2)

在计算放大倍数时不是完全没有限制的。在应用时必须注意每个放大器的饱和现象（放大器的最大输出电压）。

AD620是众多仪表放大器中的一种。它使用方便，价格合理且自身特性完全符合本文的设计要求。

AD620的频率-增益特性图如图2-2所示。

AD620是只用一个外部电阻就能设置放大倍数为1～1000的低功耗、高精度仪表放大器。它体积小，为8管脚的SOIC或DIP封装；供电电源范围为±2.3V～±18V，最大供电电流仅为1.3mA。AD620的结构图如图2-3所示。

图2-3 AD620的结构图

图2-2 AD620频率特性图

AD620具有很好的直流特性和交流特性，它的最大输入失调电压为50μV，最大

输入失调电压漂移为1μV／℃，最大输入偏置电流为2.0nA。G＝10时，其共模抑

制比大于93dB。在1KHZ处输入电压噪声为9nV，在0.1HZ～10HZ范围内输入电压噪声的峰－峰值为0.28μV，输入电流噪声为0.11pA。G＝100时它的增益带宽为120kHz，建立时间为15μs。

AD620的增益设置十分方便，只用改变一个外部电阻的阻值就可以了。AD620的增益计算如式所示：

G

49.4K

1

AD620的应用（见图3-4）非常简便，只需用在1脚和8脚之间连接一个电阻就可以了。AD620本来是差模信号放大器，但是如果在2脚和接地之间连接一个100KΩ的电阻和0.1μF的电容就可以放大单端信号了。同时在正输入端需连接一个耦合电容。

本例中在1脚和8脚之间连接一个电位器，通过调节电位器观察放大倍数的变化就能直观的了解到AD620易于控制的特性。

AD620应用电路如图2-4所示。

注意：AD620的这种应用需正负电源供电。

（2）负电源电路部分

负电源电路部分主要由DC-DC转换芯片MC34063及外围电路构成。

负电源电路部分的核心元件是MC34063，它是一种价格低廉的单片双极型线性集成电路，专用于直流-直流变换器控制部分,片内包含有温度补偿带隙基准源、一个占空比周期控制振荡器驱动器和大电流输出开关，能输出1.5A的开关电流。它能使用最少的外接元件构成开关式升压变换器、降压式变换器和电源反向器。 MC34063的封装形式为塑封双列8引线直插式，具有以下特点： 1、能在3.0 40V的输入电压下工作。 2、带有短路电流限制功能。 3、低静态工作电流。

4、输出开关电流可达1.5A(无外接三极管)。 5、输出电压可调。

6、工作振荡频率从100HZ至100KHZ。 7、可构成升压降压或反向电源变换器。

由于有大电流的电源开关，MC34063能够控制的开关电流达到1.5A，内部线路包由参考电压源、振荡器、转换器、逻辑控制线路和开关晶体管。

参考电压源是温度补偿的带隙基准源，振荡器的频率由3脚的外接定时电容决定，开关晶体管由比较器的反相输入端和振荡器相连的逻辑控制线路置成ON,并由与振荡器输出同步的下一个脉冲置成OFF。

MC34063由于其价格低廉、使用方便，所以广为使用。在使用时要注意：如果设置的正当频率较高时，整流二极管应为快速开关二极管，如IN4148。

MC34063应用电路如图2-5所示。

图2-5 MC34063A

应用电路

MC34063参数计算如式所示：

out

1.25(1

)（输出电压） 2

Ct(定时电容)：决定内部工作频率如式和所示：

0.000004

*Ton (工作频率） I

2*omax

off

Rsc(限流电阻值)：决定输出电流。如式所示：

Rsc

0.33

(iminces)*on

min



（电感）

(滤波电容)：决定输出电压波纹系数如式所示：

C

*on

(波纹系数）

pp

固定值参数如式所示：

1.0V on



(VoVfVimi)n

ces

off(ViminVce)s

Vimin:输入电压不稳定时的最小值.

Vf=1.2V 快速开关二极管正向压降,如IN4148。通过以上公式计算，得出以下参数计算值：输入电压：5V 输出电压：-5V 输出电流：100mA 波动电压:200mV 振荡频率：50KHZ

460

52

μF

470mA

min

98μΗ

Rsc

0.638

1

KΩ

3

KΩ

实际电路测试数据：输入：+5V 输出：-5.36V

3、自动控制部分

自动控制部分是为了能够通过单片机自动控制放大电路切换电阻，从而自动改变放大倍数而设计的。

自动控制部分是通过单片机的I/O口输出控制信号，分别打开不同的继电器，把不同阻值的电阻连接到AD620的1脚和8脚。通过自动变换1脚和8脚之间的电阻值来自动改变放大器的放大倍数，实现放大器的放大倍数数字可控。

当需要打开K1到K4中的任意一个或多个继电器开关时，只需要在与之对应的单片机的P3^4-P3^7口上输出高电平即可。但对应I/O口上输出高电平时，就会打开由9014构成的三极管开关，从而使继电器线圈接通电源打开继电器。

注意：由于单片机的输入输出口的驱动能力很弱，所以在设计时在单片机的输入输出口上有设计了上拉电阻来加大驱动能力。增加单片机输入输出口驱动能力是为了保证从单片机口上输出的控制信号能够稳定的打开三极管开关。自动控制部分的原理图如图2-6所示。

4、自动控制放大电路工作过程以及实际测试结果

自动电压控制放大电路由前面讲到的放大器部分和自动控制部分构成。

工作过程：当通过键盘输入相应的放大倍数，单片机内部程序就把该数据进行相关处理（具体处理的软件实现方法见下一章），处理完后在单片机的P3^4-P3^7的对应口上输出高电平时，就会打开与之对应的三极管开关，同时与之对应的继电器就会吸合，把不同阻值的电阻连接到AD620的1脚和8脚之间，从而实现了对放大倍数的数字可控的要求。

在设计初期曾经考虑过用模拟开关和光耦隔离来实现不同阻值电阻的选通。但由于当通过不同频率信号的频率时模拟开关的自身电阻会随之变化，且自身电阻较大，所以不能获得所要求的放大倍数。

最后考虑使用继电器。由于继电器完全是物理上的断开和闭合，所以能够起到很好的隔离作用，用此方法设计的放大器稳定性高。但缺点是是系统的耗电量明显加大，使系统不适合应用在对电源使用要求严格的地方。

实际测试结果：通过在单片机的P3^4-P3^7口上分别输出高电平能够打开不同的继电器。能够实现对小于110KHZ的正弦小信号信号的无失真10倍放大；小于100KHZ的正弦小信号的无失真50倍、100倍的放大；小于40KHZ的正弦小信号的无失真的200倍的放大的自动控制。

此部分详细原理图见附录一。

5、单片机及外围器件接口电路的设计

单片机及外围器件接口的设计主要是为了提供友好的的人机接口，方便用户的使用。此部分的硬件电路主要由单片机，图形点阵液晶显示器，扫描键盘等组成。这部分的详细硬件连接原理图见附录一。

（1）单片机的选择

经过多方面考虑，决定选用ATMEL公司的AT89S52，它价格低廉，功能强大。同时还支持在线下载程序，减小了开发中对开发工具的要求。

AT89S52是一种低功耗、高性能CMOS 8位微控制器，具有 8K 在系统可编程Flash 存储器。使用Atmel 公司高密度非易失性存储器技术制造，与工业80C51 产品指令和引脚完全兼容。片上Flash允许程序存储器在系统可编程，亦适于常规编程器。在单芯

片上，拥有灵巧的8 位CPU 和在系统可编程Flash，使得AT89S52为众多嵌入式控制应用系统提供高灵活、超有效的解决方案。

AT89S52具有以下标准功能： 8k字节Flash，256字节RAM， 32 位I/O 口线，看门狗定时器，2 个数据指针，三个16 位定时器/计数器，一个6向量2级中断结构，全双工串行口，片内晶振及时钟电路。另外，AT89S52 可降至0Hz 静态逻辑操作，支持2种软件可选择节电模式。空闲模式下，CPU 停止工作，允许RAM、定时器/计数器、串口、中断继续工作。掉电保护方式下，RAM内容被保存，振荡器被冻结，单片机一切工作停止，直到下一个中断或硬件复位为止。8 位微控制器 8K 字节在系统可编程 Flash AT89S52 。

P0 口：P0口是一个8位漏极开路的双向I/O口。作为输出口，每位能驱动8个TTL逻辑电平。对P0端口写“1”时，引脚用作高阻抗输入。当访问外部程序和数据存储器时，P0口也被作为低8位地址/数据复用。在这种模式下，P0具有内部上拉电阻。在flash编程时，P0口也用来接收指令字节；在程序校验时，输出指令字节。程序校验时，需要外部上拉电阻。

P1 口：P1 口是一个具有内部上拉电阻的8 位双向I/O 口，p1 输出缓冲器能驱动4 个TTL 逻辑电平。对P1 端口写“1”时，内部上拉电阻把端口拉高，此时可以作为输入口使用。此外，P1.0和P1.2分别作定时器/计数器2的外部计数输入（P1.0/T2）和时器/计数器2的触发输入（P1.1/T2EX），具体如下表所示。

在flash编程和校验时，P1口接收低8位地址字节。

引脚号第二功能如下：

P1.0 T2（定时器/计数器T2的外部计数输入），时钟输出。

P1.1 T2EX（定时器/计数器T2的捕捉/重载触发信号和方向控制）。

P1.5 MOSI（在系统编程用）。

P1.6 MISO（在系统编程用）。

P1.7 SCK（在系统编程用）。

P2 口：P2 口是一个具有内部上拉电阻的8 位双向I/O 口，P2 输出缓冲器能驱动4 个TTL 逻辑电平。对P2 端口写“1”时，内部上拉电阻把端口拉高，此时可以作为输入口使用。在访问外部程序存储器或用16位地址读取外部数据存储器（例如执行MOVX @DPTR）时，P2 口送出高八位地址。在这种应用中，P2 口使用很强的内部上拉发

送1。在使用 8位地址（如MOVX @RI）访问外部数据存储器时，P2口输出P2锁存器的内容。

在flash编程和校验时，P2口也接收高8位地址字节和一些控制信号。

P3 口：P3 口是一个具有内部上拉电阻的8 位双向I/O 口，p2 输出缓冲器能驱动4 个TTL 逻辑电平。对P3 端口写“1”时，内部上拉电阻把端口拉高，此时可以作为输入口使用。P3口亦作为AT89S52特殊功能。

在flash编程和校验时，P3口也接收一些控制信号。

端口引脚第二功能如下：

P3.0 RXD(串行输入口)。

P3.1 TXD(串行输出口)。

P3.2 INTO(外中断0)。

P3.3 INT1(外中断1)。

P3.4 TO(定时/计数器0)。

P3.5 T1(定时/计数器1)。

P3.6 WR(外部数据存储器写选通)。

P3.7 RD(外部数据存储器读选通)。

此外，P3口还接收一些用于FLASH闪存编程和程序校验的控制信号。

RST——复位输入。当振荡器工作时，RST引脚出现两个机器周期以上高电平将是单片机复位。

ALE/PROG——当访问外部程存储器或数据存储器时，ALE（地址锁存允许）输出脉冲用于锁存地址的低8位字节。PSEN——程序储存允许（PSEN）输出是外部程序存储器的读选通信号，当AT89C52由外部程序存储器取指令（或数据）时，每个机器周期两次PSEN有效，即输出两个脉冲，在此期间，当访问外部数据存储器，将跳过两次PSEN信号。

EA/VPP——外部访问允许，欲使CPU仅访问外部程序存储器（地址为0000H-FFFFH），EA端必须保持低电平（接地）。需注意的是：如果加密位LB1被编程，复位时内部会锁存EA端状态。如EA端为高电平（接Vcc端），CPU则执行内部程序存储器的指令。

FLASH存储器编程时，该引脚加上+12V的编程允许电源Vpp，当然这必须是该器

件是使用12V编程电压Vpp。

At89s52的引脚图见附录二。

（2）图形点阵液晶显示器的选择

本系统需要编制一个友好的人机界面，所以需要选用点数较多的图形点阵液晶显示器。从价格和使用难易程度考虑，最后选择了深圳市美视发展有限公司的图形点阵液晶显示器MS12864J。

MS12864J是一种图形点阵液晶显示器。它主要采用动态驱动原理由行驱动—控制器和列驱动器两部分组成了128(列)×64(行)的全点阵液晶显示。此显示器采用了 COB 的软封装方式，通过导电橡胶和压框连接 LCD,使其寿命长，连接可靠。

它还具有以下良好的特性：

1.工作电压为+5V±10% ,可自带驱动 LCD所需的负电压。

2.全屏幕点阵,点阵数为 128(列)×64(行),可显示 8(/行)×4(行)个(16×16 点阵)汉字，也可完成图形，字符的显示。

3.与 CPU接口采用5 条位控制总线和8 位并行数据总线输入输出，适配M6800系列时序。

4.内部有显示数据锁存器。

5.简单的操作指令显示开关设置，显示起始行设置，地址指针设置和数据读/写等指令[11]。

MS12864J的读写时序以及结构图详见附录三。

（3）键盘设计方法的选择

键盘作为一种人机接口的实现方式，是很常用的。

一般的实现方法大概有：

1. 外接键盘扫描芯片（例如 8279，7279 等等），然后由该芯片来完成去抖、键值读取、中断请求等功能。然后单片机响应中断并读取键值，有的时候也可以采用轮询的方式。

2. 如果按键数比较少，那么可以直接将按键接到单片机的 IO 口，然后各按键取逻辑或再送到单片机的中断管脚（对于 51 体系），单片机响应中断后再去读取I/O 口的数据。如果单片机的中断向量比较多（例如 AVR 系列的单片机，每个 I/O都可以作为中断），那么也可以直接把各个按键接到各个具有中断功能的I/O上面。在中断处

理程序中往往需要执行这样一个操作序列：延时一定时间来去抖，如果按键有效那么等待按键释放。

3. 按键较多时，可以选用软件扫描的方法。软件扫描方法即CPU 在一定的节奏下去扫描按键数据线上的信号，然后分析并确定按键事件。扫描节奏一般为20MS。这种方法能够有效节约单片机的I/O口资源。

1、2两种方法都有比较明显的缺陷：

第一种方法需要专门的外围芯片，增加成本，且一般不容易检测按键的按下、释放以及长按键等一些事件。

第二种方法同样不容易检测按键的按下、释放以及长按键等一些事件。且采用软件延时的方式，浪费CPU 资源，很不可取。

由于本系统中使用按键较多，所以综合考虑选用软件扫描的方式设计键盘。

键盘为4*4，分配P0口为键盘使用。

三、系统评价与分析

1、本设计的测试结果：

在硬件实物测试中发现，本系统能通过键盘进行数字设置增益，而且系统软件能够稳定运行；液晶显示器能够显示友好的人机界面、参数设置过程以及设置输出，能够对信号有良好的放大。

当在输入信号为小信号，频段为直流到100KHZ，放大倍数小于100倍时，输出信号几乎无失真。但是当放大倍数为100倍时，在靠近100KHZ出波形由不太明显的失真。当在输入信号为小信号，频段为40KHZ，放大倍数为200倍时，输出信号几乎无失真。

注意：以上测试结果均是在放大器没有出现峰-峰切割失真条件下获得的。如果输入信号过大出现峰-峰切割失真，这是就不能达到要求的放大倍数。

测试结果完全符合设计要求，设计成功。

2、本系统的评价以及应用范围

本系统只设置了四个能自动控制的放大倍数。由于本设计只是对着方面进行一些研究，所以能够实现对放大倍数的数字化可控就可以了。如果实际应用时需要能多的放大倍数只需要扩展等多的继电器接口或者组合打开不同的继电器即可。

电压可控放大器的实现方法有多种，除了本系统使用的用继电器控制的方法外，还有诸如用模拟开关分别选通不同的电阻器，利用A/D转换器选通不同的电阻，用光耦隔离开关控制选通不同阻值电阻等方法。在设计初曾经尝试过用模拟开关和光耦隔离的方法实现，但由于模拟开关以及光耦隔离所谓的断开与闭合只是相对的，断开电阻值不是无穷大，闭合时电阻值不是无穷小，同时他们的电阻值还受到所通过信号的频率的影响，所以用它们实现效果不好，系统不稳定。

本系统中采用的继电器选通的方法能够实现待选通的电阻在电器上的完全隔离。在调试时，只需要调试好每一个电阻对应的放大倍数，系统就能稳定的工作。此中实现方法要明显优于别的实现方法。

但是由于这种设计方法，本系统的应用范围受到了限制。由于使用了大量继电器，致使本系统耗电量加大，所以本系统不适用于对耗电要求很高的系统。但是在供电充足，要求稳定度高的工业控制系统等中会有很好的应用前景。

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[2] 刘畅生.新型集成放大器工程应用手册[M].北京:人民邮电出版社,2008:123-129.

[3] 岩田浩充.可编程增益放大器[P].日本:98102689,2002.

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[7] 尹良勇,施文康,庄燕子.单片机以太网接口的实现[J].电子器件,2005,28(3):584-588.

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附录一自动增益控制部分电路图如下：

附录二 AT89S52引脚分部图如下：

附录三 MCU从MS12864J读数据时序图如下：

MCU向MS12864J写数据时序图如下：

11210112单级低频电压放大电路(基础)3

东南大学电工电子实验中心

实验报告

课程名称：

第三次实验

实验名称：单级低频电压放大电路（基础）院（系）：生物医学工程专业：生物医学工程（七年制）姓实验室: 同组人员：实验时间： 2012年 4月11 日评定成绩：审阅教师：团雷鸣

学习目标：

1、掌握单级放大电路的工程估算、安装和调试；

2、了解三极管各项基本器件参数、工作点、偏置电路、输入阻抗、输出阻抗、增益、幅频

特性等的基本概念以及测量方法；

3、掌握基本的模拟电路的故障检查和排除方法，深化示波器、稳压电源、交流电压表、

函数发生器的使用技能训练。

预习思考：

1、器件资料：

上网查询本实验所用的三极管9013的数据手册，画出三极管封装示意图，标出每个管脚的名称，将相关参数值填入下表：

2、偏置电路：教材图1‐3中偏置电路的名称是什么，简单解释是如何自动调节BJT（半导体三极管）的电流IC以实现稳定直流工作点的作用的，如果R1 、R2取得过大能否再起到稳定直流工作点的作用，为什么？答：

共发射极偏置电路。

利用12,RR构成的分压器给三极管基极b提供电位UB,又I1IBQ,基极电位可近似地由下式

求得： UB

R2R1R2

Vcc

当环境温度升高时，ICQEQII增加，电阻RE上的压降增大，由于基极电位固定，加到发射结上的电压减小， IBQ减小，从而使CQI减小，通过这样的自动调节过程使CQI恒定，即实现了稳定直流工作点的作用。

如果R1，R2取得过大，则I1减小，不能满足R1,R2支路中的电流IBQI1的条件，此时，在温度变化时无法保持不变，也就不能起到稳定直流工作点的作用。四、实验内容

1、除1-(1)外的全部实验（所有波形必须定量记录，包括幅度、频率等，输入和输出波形

必须记录在同一坐标内）。

2、实验修改内容

(I) 3-（1）的内容和3-（2）、3－（3）合并，表1－1修改为

不带负载：

Au

u0ui



RC

rbe



RC

rb(1

26mVICQ

)



157310300(1157)

26mV1.5

115.1

带负载：

Au

u0ui



(RCRL)

rbe



(RCRL)

rb(1

26mVICQ

)



157(3

3)10300(1157)

26mV1.5

77.5

从表中数据误差可看出，有几项的数据误差是比较大的，达到了20%+。一方面是测量误差所致，另一方面，则是设计的静态工作点 ICQ=1.5mA不合适所致，1.5mA是直流负载线的中点，而非交流负载线的中点，因此测量误差较大。

(II) 内容4，观察不同静态工作点对输出波形的影响（实验提示：可将R1值不变，R2

短接以实现完全截止，R2值不变，R1短接以实现完全饱和）

Vi=12mV

截止失真完全截止失真

饱和失真输入输出波形完全饱和

3、测量放大器的最大不失真输出电压

带负载时测量 VEQ，单级低频放大电路最大不失真电压测量法:

对于NPN管截止失真为顶部失真，首先出现圆顶（由PN结的非线性造成），饱和失真为底部失真，首先出现平底，PNP管正好相反。若首先出现顶部失真，应减小RW值，若首先出现底部失真，应增加RW值，若出现双向失真，应减小输入信号Vs，反复调整RW值和Vs的值，使放大器工作在交流负载线的中点，当波形上下对称时的饱和和截止失真的临界点为最大不失真输出电压（波形为标准正弦波）。例如，底部波形正常，顶部存在圆顶，此时为截止失真，应减小RW使工作点上移，使底部出现平底，减小输入信号Vs使波形正常，该操作应反复多次。五、思考题

1、如将实验电路中的NPN管换为PNP管，试问：（1）这时电路要作哪些改动才能正常工作？答：将+Vcc改为-Vcc, C1,C2,CE反接

（2）经过正确改动后的电路其饱和失真和截止失真波形是否和原来相同？为什么? 答：

不同，这时底部失真为截止失真，顶部失真为饱和失真（与NPN管相反），输入输出波形仍为反相。对于PNP管来说出现底部失真时，表明集电极电压达到最小值，此时集电极电流很小，为截止失真；而出现顶部失真时，表明集电极电压达到最大值，此时集电极电流达到饱和，对应为饱和失真。

2、图1-3电路中上偏置串接R1’起什么作用？

答：防止调整RW为零电阻时，IB上升，发射结电流过大损坏PN结。

1、在实验电路中，如果电容器C2漏电严重，试问当接上RL后，会对放大器性能产生哪些

影响？答：电路的静态工作点

ICQ

VCEQ

将受到影响，输出电压

由于漏电电阻的分压作用而使

下降。

单级低频电压放大电路(基础)

东南大学电工电子实验中心

实验报告

课程名称：电子线路实验

第三次实验

实验名称：单级低频电压放大电路（基础）院（系）：专业：姓名：学号：实验室: 实验组别：同组人员：实验时间： 10 年 4 月 15日评定成绩：审阅教师：

实验三单级低频电压放大电路（基础）

一、实验目的

1、掌握单级放大电路的工程估算、安装和调试；

2、了解三极管各项基本器件参数、工作点、偏置电路、输入阻抗、输出阻抗、增益、幅频

特性等的基本概念以及测量方法；

3、掌握基本的模拟电路的故障检查和排除方法，深化示波器、稳压电源、交流电压表、

函数发生器的使用技能训练。

二、实验原理

1）放大电路的基本组成：

晶体三极管最基本的一种应用就是把微弱的电信号加以放大。其放大电路基本组成部分为：

2）通常用固定或射极偏置电路（分压式电流负反馈偏置电路），其中射极偏置电路具有自动调节静态工作点的能力，当环境温度变化或更换晶体管时，能使Q点基本保持不变。

3）静态工作点的设置

为了获得最大不失真的输出电压，静态工作点应该选在输出特性曲线上交流负载线中点附近；若工作点偏高，易出现饱和失真，若工作点偏低，易出现截止失真

；

三、预习思考 1、器件资料：

上网查询本实验所用的三极管9013的数据手册，画出三极管封装示意图，标出每个管脚的名称，将相关参数值填入下表：

将其扁平的一面正对自己，管脚朝下，则从左至右三个管脚依次为e,b,c;封装图如下：

2、偏置电路：

教材图1-3中偏置电路的名称是什么，简单解释是如何自动调节BJT（半导体三极管）的电流IC以实现稳定直流工作点的作用的，如果R1 、R2取得过大能否再起到稳定直流工作点的作用，为什么？

答：

共发射极偏置电路。

利用R1,R2构成的分压器给三极管基极b提供电位UB,又I1IBQ,基极电位UB可近似地由下式求得：UB

VCC

R1R2

当环境温度升高时，ICQ(IEQ)增加，电阻RE上的压降增大，由于基极电位UB固定，加到发射结上的电压减小，IBQ减小，从而使ICQ减小，通过这样的自动调节过程使ICQ恒定，即实现了稳定直流工作点的作用。

如果R1,R2取得过大，则I1减小，不能满足R1,R2支路中的电流I1IBQ的条件，此时，

VBQ在温度变化时无法保持不变，也就不能起到稳定直流工作点的作用。

3、电压增益：

(I) 对于一个低频放大器，一般希望电压增益足够大，根据您所学的理论知识，分析有

哪些方法可以提高电压增益，分析这些方法各自优缺点，总结出最佳实现方案。答：

Au

u0(RCRL)(RCRL)



uirbe

rb(1)

ICQ

所以提高电压增益的方法有：

1）增大集电极电阻RC和负载RL。缺点：RC太大，受VCC的限制，会使电路不能正常工

作。

2）Q点适当选高，即增大ICQ。缺点：电路耗电大、噪声大

3）选用多级放大电路级联形式来获取足够大的电压增益。缺点：电路较复杂，输出信号易产生自激，需采取措施消除

(II) 实验中测量电压增益的时候用到交流毫伏表，试问如果用万用表或示波器可不可

以，有什么缺点。

答：在频率低于100KHZ时万用表的交流档和交流毫伏表都可以比较精确地测量交流电压，当频率大于100KHZ小于1MHZ时，万用表的测量精度下降，只能采用交流毫伏表测量，对于更高频率的信号，必须选择高频毫伏表测量。而示波器测量的电压精度一般比毫伏表低一个数量级,无法在需要精确测量电压值时的时候使用。 4、输入阻抗：

(I) 放大器的输入电阻Ri反映了放大器本身消耗输人信号源功率的大小，设信号源内阻

为RS，试画出图1-3中放大电路的输入等效电路图，回答下面的连线题，并做简单解释：

Ri = RS

放大器从信号源获取较大电压 Ri << RS 放大器从信号源吸取较大电流 Ri RS 放大器从信号源获取最大功率答：

Us2Us2

PiIiRi()Ri2

RiRsRsRi2RsRi

对Pi关于Ri求导，当RiRs时，Pi=0，所以放大器从信号源获取最大功率。

Ii

，当RiRs时，放大器从信号源获取较大电流

RiRs

UsRi

，当RiRs时，放大器从信号源获取较大电压。

RiRs

Ui

(II) 教材图1-4是实际工程中测量放大器输入阻抗的原理图，试根据该图简单分析为什

么串接电阻RS的取值不能太大也不能太小。

答：若Rs取得过大，不满足当RiRs条件，Ui较小，则放大器从信号源获取较小电压，电压表测量小信号的时候由于噪声干扰等原因测量精度下降，测量误差增加。若RS取得过小，又不满足RiRs条件，则放大器从信号源获取较小电流，Ui值将很大，同样会引入较大误差。

(III) 对于小信号放大器来说一般希望输入阻抗足够高，根据您所学的理论知识，分析有

哪些方法可以提高教材图1-3中放大电路的输入阻抗。答：交流输入阻抗：Rirbe//R1//R2300(1)

26mV

； ICQ

适当增大R1，R2的电阻值，保证满足R1,R2支路中I1IBQ的条件。使用电流放大系数（）大的三极管。

降低静态工作点，在输出信号不失真的情况下。

5、输出阻抗：

(I) 放大器输出电阻RO的大小反映了它带负载的能力，试分析教材图1-3中放大电路的

输入阻抗受那些参数的影响，设负载为RL，画出输出等效电路图，回答下面的连线题，并做简单解释。 RO = R

L 负载从放大器获取较大电压 RO << RL 负载从放大器吸取较大电流 RO RL 负载从放大器获取最大功率答：

RoIo2R02Io2

，当Ro=RL时，负载从放大器获取最PLILRL()RL2

RoRL2RoRoLRL

大功率。

IL

RoIoIo

，当RoRL时，负载从放大器获取较大电流。 

RoRLRLRo1

RoIoRLRoIo

，当RoRL时，负载从放大器获得较大电压。 

RoRLRoRL1

UL

(II) 教材图1-5是实际工程中测量放大器输出阻抗的原理图，试根据该图简单分析为什

么电阻RL的取值不能太大也不能太小。答：

若RL取值过大，电流源的电流只有一小部分流经RL，输出电流过小。但若RL过小，则通过RL的电流即通过集电极端的电流过大，将会损坏三极管。

(III) 对于小信号放大器来说一般希望输出阻抗足够小，根据您所学的理论知识，分析有

哪些方法可以减小教材图1-3中放大电路的输出阻抗。答：

交流输出阻抗：Rorce//RCRC，由于rce特别大，减小其并没有太大影响，主要可以适当减小RC的电阻值。

6、计算教材图1-3中各元件参数的理论值，其中

已知：VCC=12V，Vi=5mV，RL=3KΩ，RS=50Ω， T为9013

指标要求：AV50，Ri1 KΩ，RO<3KΩ，fL<100Hz，fH100kHz（建议IC取2mA）答：

本实验所用的三极管9013是硅管，=157

1）对于图1-3中的偏置电路，只有R2支路中的电流I1IBQ时，才能保证VBQ恒定实

现自动稳定工作点的作用，因此为了满足功能工作点需求，取I125IBQ，VBQ3V 2） ICQ

VBQVBE

,取IC=2mA

3） R2

VBQI1



VBQ25IBQ



VBQ

25ICQ



1573

9.42K取R2=10K

252

VCCVBQ(123)10R130K

VBQ3

4）

u0(RCRL)(RCRL)157(33)103 Au100.0450

uirbe

rb(1)300(1157)

ICQ2

Rirbe300(1)

2626

300(1157)23542.35K1K ICQ2

Roro//RCRC,RC=3K

符合指标要求。

RE

VEQICQ



VBQVBEQ

ICQ



30.7

1.15K,取RE1K 2

其他参数:

RW100K ,R110K, C1,C247u, CE100u

四、实验内容

1、除1-(1)外的全部实验（所有波形必须定量记录，包括幅度、频率等，输入和输出波形

必须记录在同一坐标内）。 2、实验修改内容

(I) 3-（1）的内容和3-（2）、3－（3）合并，表1－1修改为

不带负载：

u0RCRC1573103

Au115.1

26mV26mVuirbe

rb(1)300(1157)

ICQ1.5

带负载：

u0(RCRL)(RCRL)157(3

3)103

Au77.5

uirbe

rb(1)300(1157)

ICQ1.5

(II) 内容4，观察不同静态工作点对输出波形的影响（实验提示：可将R1值不变，R2

短接以实现完全截止，R2值不变，R1短接以实现完全饱和）

Vi=12mV

实验时，发现按照提示短接的话输出始终为一直线。

图1 截止失真输入输出波形

图2 完全截止失真输入输出波形（实验提示：此时可以加大输入信号幅度）

做完全截止时R1要断开，由于Vcc对基极不再有驱动电流。要注意输入电压要加得比

较大，主要原因是发射结正向导通时，有个阈值电压，输入电压要大于它，三极管才能正常

工作。

图3 饱和失真输入输出波形

做完全饱和时，R2要断开，如果R1的阻值加得不够大的话，就会基极产生过饱和电

流，这样即使输入电流在其上叠加（反向减小）之后，仍不能将其从过饱和区中拉出。但若三极管处于临界饱和状态时即IBVcc，那么即使是很小的输入电压，也(RCRE)

能输出波形，那是较为理想的情况了。

实际调节完全饱和失真时，无论怎么调节静态工作点都比较难调节到，最后在R1支

路中串接一M级电阻得以调节类似完全饱和的波形。

3、测量放大器的最大不失真输出电压

带负载时测量 VEQ= ，Vomax =

单级低频放大电路最大不失真电压测量法:

对于NPN管截止失真为顶部失真，首先出现圆顶（由PN结的非线性造成），饱和失真为

底部失真，首先出现平底，PNP管正好相反。若首先出现顶部失真，应减小RW值，若首先

出现底部失真，应增加RW值，若出现双向失真，应减小输入信号Vs，反复调整RW值和

Vs的值，使放大器工作在交流负载线的中点，当波形上下对称时的饱和和截止失真的临界

点为最大不失真输出电压（波形为标准正弦波）。

例如，底部波形正常，顶部存在圆顶，此时为截止失真，应减小RW使工作点上移，使

底部出现平底，减小输入信号Vs使波形正常，该操作应反复多次。

五、思考题

1、如将实验电路中的NPN管换为PNP管，试问：

（1）这时电路要作哪些改动才能正常工作？

答：将+Vcc改为-Vcc, C1,C2,CE反接

（2）经过正确改动后的电路其饱和失真和截止失真波形是否和原来相同？为什么?

答：

不同，这时底部失真为截止失真，顶部失真为饱和失真（与NPN管相反），输入输出波形仍

为反相。对于PNP管来说出现底部失真时，表明集电极电压达到最小值，此时集电极电流

很小，为截止失真；而出现顶部失真时，表明集电极电压达到最大值，此时集电极电流达到

饱和，对应为饱和失真。

2、图1-3电路中上偏置串接R1’起什么作用？

答：

防止调整RW为零电阻时，IB上升，发射结电流过大损坏PN结。

1、在实验电路中，如果电容器C2漏电严重，试问当接上RL后，会对放大器性能产生哪些

影响？

答：电路的静态工作点ICQ ,VCEQ将受到影响，输出电压VO由于漏电电阻的分压作用而使

VO下降。

单级低频电压放大电路(扩展)

东南大学电工电子实验中心

实验报告

课程名称：电子线路实验

第四次实验

实验名称：单极低频电压放大电路（扩展）院（系）：专业：姓名：学号：实验室: 实验组别：同组人员：实验时间： 10 年 04 月 22日评定成绩：审阅教师：

实验四单级低频电压放大器（扩展）

一、实验目的

1、掌握幅频特性等的基本概念以及测量方法。 2、了解负反馈对放大电路特性的影响。

二、实验原理

(一)放大电路的频率响应

20lg|AV|

0 -3

-90

f(Hz)

（二）负反馈对放大电路的影响

电流串联负反馈

放大器的电压放大倍数将下降上限频率下限频率

AVF=

1+AVF

fHF=(1+AVF)fH

1+AVF

fLF=

并联负反馈能降低输入阻抗，串联负反馈能提高输入阻抗，电压负反馈使输出阻抗降低，电流负反馈使输出阻抗升高

（三）放大器幅频特性参数 BW:通频带宽= fH

三、预习思考

1、对于小信号放大器来说一般希望上限频率足够大，下限频率足够小，根据您所学的理论

知识，分析有哪些方法可以增加教材图1-3中放大电路的上限频率，那些方法可以降低其下限频率。答：

电路频率特性的下限频率分析可采用RC高通电路的分析方法，耦合电容和输入阻抗或输出阻抗构成一个高通电路，所以下限频率主要受C1,C2,CE影响，关系分别为

所以增大C1,C2,CE的值或级间信号的耦合方式采用直接耦合方式可以降低放大器的下限频率。

放大器的上限频率主要受三极管极间电容的影响，选择极间电容较小的三极管可提高放大电路的上限频率。

2、负反馈对放大器性能的影响答：见实验原理（二）

四、实验内容

1、内容6修改为：

调整ICQ=x(设计值)，保持Vi=5mV不变，改变信号频率，用逐点法测量不同频率下的VO值，计入表1-2中，并画出幅频特性曲线，记录下限频率fL、上限频率fH，计算带宽BW

下限频率fL =上限频率fH =带宽BW =

fL =120HZ， fH =830KHZ，带宽

ICQ1.5mA,保持Vi=5mV不变,数据记录如下：

幅频特性曲线如下：

观察上述幅频特性曲线可发现：中频区的电压放大倍数可近似看做不变，低频区和高频区的电压放大倍数都降得很厉害，尤其是高频区。从图中可看出，每十倍频，AV下降20dB。

增加以下内容：

a）输入Vi=5mV，f=fL，用示波器双踪显示输入输出波形，记录波形，并测量两者间的

相位差

Vi超前Vo φ = ∆t/T ∙3600 = f=fL时的输入输出波形图

理论值Vi超前Vo 135,测得实际超前138.24误差为2.3%,较准确。

b）输入Vi=5mV，f=fH，用示波器双踪显示输入输出波形，记录波形，并测量两者间的

相位差

Vi超前Vo φ = ∆t/T ∙3600 = f=fH时的输入输出波形图

理论上Vi超前Vo 225,测得实际超前119.52，误差46.88%，非常之大，主要是因为测量时波形横轴较密，由于频率比较高，时间已到ns级，因此误差主要来自手动测量。

实验提示：

a）在测幅频特性时，随着频率升高，信号发生器的输出幅度可能会下降，从而出现

输入信号Vi与输出信号Vo同时下降的现象。所以在实验中要经常测输入电压值，使其维持5mV不变。测量时可利用双路毫伏表，一路接Vi另一路接VO切换显示，以提高实验效率

b）测量两路信号波峰之间的时间差除以信号周期，即可得到两路信号间的相位差

2、负反馈对放大器性能的影响

电路的增益Vo= -50 输入阻抗Ri= 2.5K 输出阻抗Ro= 3.44 K 下限频率fL = 上限频率fH = 带宽BW =

实验结果分析：

引入电流串联负反馈后，电路的增益相对原来变小，输入阻抗和输出阻抗都变大，下限频率变小，上限频率变大但不是很明显，带宽加宽。

五、思考题

1、射极偏置电路中的分压电阻R1、R2若取得过小，将对放大电路的动态指标（如Ri及fL）产生什么影响？答：

RiR1||R2||rbe

,当

R1,R2过小时, Ri下降,又因为设计电路时C1(5~10)/2fLRi,

所以Ri下降, fL上升。

2、图1-3电路中的输入电容C1、输出电容C2及射极旁路电容CE的电容量选择应考虑哪些因素？答：

选取时，使满足上式即可。

3、图1-3放大电路的FH、FL与哪些参数有关？答：fL

即FL的选择与时间常数有关。

2(RSRi)C1

fH

2RC

由混合参数型等效电路可知C1,C2看做短路，C的容抗可与rbe相比拟，C将不再看做开路。R是从电容C两端向左看过去的视在电阻。可见fH与R,C有关。

4、图1-3放大电路在环境温度变化及更换不同ß值的三极管时，其静态工作点及电压放大倍数AV能否基本保持不变，试说明原因。答：可以。

利用开路电压和短路电流计算放大器输出电阻

第

卷

州

曲

靖

师

专

学

报

正石

第

期

利用开路电压和短路电流计算放大器输出电阻

陶淑芬

曲靖师范高等专科学校物理系云南曲靖

’

洲

女讲师

摘

。

要

放大器工作在低频小信号条件下时由输出端看进去的交流等效电路为一线性含源二

, , ,

端网络根据戴文宁定理若找出此网络二端的开路电压珠和短路电流几之间的关系则放大器

猫出电阻

之下书

此

￡

‘

、

一

二

、

。

、

一

、

, 、

一

、

“

‘

此万法小须除抓也小狈外施电压直接等效求麟思婚浦晰低念明确

。

关键词分类号

受控源线性含源二端网络开路电压短路电流

田日

文献标识码

文章编号

仪犯

一

望珍

一

仪抖

一

引

言

一

放大器电路工作在低频小信号条件下时如图管可用简化

所示

电容

、

可视作短路三极

参数电路来代替其中的受控源可视作线性受控源则从放大器输出端看进去的

一

。

交流等效电路就是一个线性含源独立源和受控源二端网络如图理此线性含源二端网络可以等效为一个电压源如图

一

所示

根据戴文宁定

所示

电源电压等于该网络的开

路电压

“

其串联电阻

” 。

等于该网络中所有独立源为零值时的等效电阻也就是电子线路中

“

”

的输出电阻

电子线路教材中通常采用外施激励法来计算放大器输出电阻利用独立源为零值时的等效电阻的特性将含源二端网络中独立源短路除源

等于网络中所有使成为一个无独

求出输出电阻。

。

・

立

口源二端网络在网络两端施力电压、计算出通过端钮电流

由

。

子

此方法外施电压从输出端逆向施人保留的受控源电流或电压的控制和分配不易理解

本文所述的计算输出电阻的方法不需除源不需外施电压直接利用图

一

所示网络

在保证受控源的控制量不被消除直接短路思路清晰易于理解

的条件下逐步等效化简为一个电压源来求解

。

利用开路电压和短路电流计算放大器输出电阻的依据

在小信号低频条件下工作放大器输出端看进去为一个线性含源二端网络可以等效为图

, ,

一

所示的电压源由前所述等效电压源的电压为网络两端的开路

电压

, ,

。

若假设网络两

、

州而

口。

。,、 ,

丸止自

、

二

尺肚才 , 男逆

甩

凡

。

—

嵘

’

几

一

二

义

此结论表明只要我们得到线性含源二端网络的两个数据

—

开路电压嵘和短路电流

收稿日期

卯

一

曲靖师专学报

更〕年第

期总第

期

人就可以计算出放大器输出电阻

。 ,

并得到等效电压源参数在知道线性含源二端网络内部

。

参数情况下假设网络处于开路和短路状态通过电路等效换算出

和几计算出

计算步骤如下

画出放大器交流等效电路在输出端头标注

, ,

、

作为线性含源网络的端口标记

。

按

。

照保留受控源控制量关系的原则和由繁到简的原则利用求网络开路电压和短路电流方法分

段化简线性含源二端网络为一等效电压源

求出等效电压源电阻

即为放大器输出电阻

计算实例

例解

计算图

一

所示具有发射极电阻的共射放大电路的输出电阻

。

画出交流等效电路在低频小信号条件下

并改画为以输出端

、

为端头的线性含源

。

二端网络如图

所示

、

。

用求开路电压和短路电流的方法逐步化简线性含源二端网络为一等效电压源

先化简 ’

戊

、

‘

左边部分的线性含源二端网络为电压源

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线性含源二端网络化简如图再化简图

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一

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所示

。

所示 ’ ’ 左边部分为一电压源几为开路时对应的几

’。

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又假设矿扩短路几为短路时对应的几

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一

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线性含源二端网络进一步化简为图化简图

。

所示

。

一

左边为一电压源珠

如图

图

一

所示

陶淑芬

利用开路电压和短路电流计算放大器输出电阻

假设

、

开路开路时回路电流为人

’ ‘。

则

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”

一

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若忽略信号源内阻

的影响则

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上式可简化为

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。

二

。

则放大电路无发射极电阻此时

图

一

。。

。

二

。

计算如图

画交流通路如图

一

所示典型共集放大电路的输出电阻

一

所示进一步整理得线性含源二端网

乞罕

。

络如图

一

所示

。

逐步化简线性含源二端网络为一等效电压源

先化简 ’ ’ 左边部分网络为一电压源

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、

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所示

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图

一

含源线性二端网络化简如图

。

再化简图

源

“

一

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、

所示电路中了尸左边部分网络为一电压

开路开路时对应

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假设 ’ 扩短路几为短路时对应的

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一

曲靖师专学报

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左边为一等效电压源

、

电路进一步等效如图

。

所示

进一步化简图

一

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如图假设假设

所示

。

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开路则开路电压短路则短路电流人

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若不考虑

。

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。

在内则

口

图一

资〔任编辑陈光学〕

上接

用一个

页

服务期请求延期使用客户为自己分配所有

。

进行动态编址的好处是不需硬件投人

。

但其缺点是由于采用广播方式易出现

, ,

地址而导致网络瘫痪

。

另外在现有的客户机协议中

并未获得广泛支持

结论作为目前的一种实用解决方案子网编址和动态编址方法无疑是充分挖掘地址资源的两种有效方法

。

对于

、

类网可采用子网编址方法对专用网可

采用

动态

配置方法而对安全性要求高的本地网可采用网点方式的动态编址方案

。

当然随着

业务形式的多样化用户对

的要求不仅是足够的地址空间而

。

且还要求更宽的带宽更快的速率以及更好的服务质量实施后才会有根本改变

。

这种对

的全新要求可能只有

参考文献

胡〔〕道文计算机局域网计算机网络北京清华大学出版社

望双

谢〔〕希仁

崔〔〕海东

大连大连理工大学出版社

电信技术

卯

技术的发展

卯

责〔任编辑董德春〕

单管共基放大电路仿真及稳压管稳压特性分析

1课程设计的目的与作用 .............................................................................................................. 1 2设计任务及所用multisim软件环境介绍 ................................................................................ 1

2.1设计任务 ........................................................................................................................... 1

2.1.1单管共基放大电路仿真 .......................................................................................... 1 2.1.2稳压管稳压特性分析 ............................................................................................ 1 2.2 multisim软件环境介绍 ................................................................................................. 1 3电路模型的建立 .......................................................................................................................... 2

3.1单管共基放大电路分析电路图 ....................................................................................... 2

3.1.1静态工作点分析电路图 ........................................................................................ 2 3.1.2单管共基电路动态分析电路图 ............................................................................ 3 3.2稳压管稳压特性分析电路图 ........................................................................................... 3 4理论分析及计算 .......................................................................................................................... 4

4.1单管共基电路 ................................................................................................................... 4

4.1.1静态工作 ................................................................................................................ 4 4.1.2动态分析 ................................................................................................................ 5 4.2稳压管稳压特性 ............................................................................................................... 5 5仿真结果分析 .............................................................................................................................. 6

5.1单管共基放大电路 ........................................................................................................... 6

5.1.1测量静态工作点 .................................................................................................... 6 5.1.2动态工作点 ............................................................................................................ 8 5.2稳压管特性分析 ............................................................................................................. 10 6设计总结和体会 ........................................................................................................................ 11 7参考文献 .................................................................................................................................... 11

1课程设计的目的与作用

⑴ 学习基本放大电路的设计方法 ⑵ 研究基本放大电路的设计方案 ⑶ 掌握基本放大电路的参数设定

⑷ 学习研究稳压管稳压特性电路设计方法 ⑸ 通过仿真加深对稳压管稳压特性的了解

⑹ 了解并掌握Multisim软件，并能熟练的使用其进行仿真

2设计任务及所用multisim软件环境介绍

2.1设计任务

2.1.1单管共基放大电路仿真

对模拟电子技术基设本放大电路的共基极放大电路，使用multisim进行仿真分析；要求熟练掌握multisim软件的使用及仿真方法，画出原理图，写出实际实现过程，得出结论。

2.1.2稳压管稳压特性分析

对模拟电子技术稳压管稳压特性分析电路，使用multisim进行仿真分析；要求能够正确设计电路，并用multisim 软件进行仿真分析；能够得到合理正确的实验结果，得出实验结论。

2.2 multisim软件环境介绍

NI Multisim 11 是美国NI公司推出的电子线路仿真软件的最新版本。NMul它用软件的方法虚拟电子与电工元器件以及电子与电工仪器和仪表，通过软件将元器件和仪器集合为一体。它是一个原理电路设计、电路功能测试的虚拟仿真软件。

NI Multisim 11 的元器件库提供数千种电路元器件供实验选用。同时可以新建或扩展有的元器件库，建库所需元器件参数可从生产厂商的产品使用手册中查到。NI Multisim 11的虚拟测试仪器表种类齐全，有一般实验用的通用仪器，如万用表、函数信号发生器、双踪示波器、直流电源等等；还有一般实验室少有或者没有的仪器，如波特图仪、数字信号发生器、逻辑分析仪、逻辑转换器、失真仪, 安捷伦多用表，安捷伦示波器、以及泰克示波器等。

NI Multisim 11具有详细的电路分析功能，可以完成电路的瞬态分析、稳态分析等各种电路分析方法，以帮助设计人员分析电路的性能。它还可以设计、测试和演示各种电子

电路，包括电工电路、模拟电路、数字电路、射频电路及部分微机接口电路等。

3电路模型的建立

3.1单管共基放大电路分析电路图

在multisim中构建单管共射放大电路如图所示，电路中三级管β＝50，rbb′=300Ω。

3.1.1静态工作点分析电路图

单管共基放大电路静态工作点分析电路图如下

图1静态工作点分析电路

1、静态分析如果静态基极电流很小，相对于Rb1、Rb2分压回路中的电流可以忽略不计。

IEQ

UBQUBEQ

IEQ

ICQ (1)

IBQ

1 (2)

UCEQVCCICQRCIEQReVCCICQRCRe (3)

3.1.2单管共基电路动态分析电路图

单管共基放大电路动态工作点分析电路图如下

图2动态分析电路

2、动态分析

（1）电流放大倍数

Aia

AU

（2）电压放大倍数

R

rbe

（3）输入电阻

Ri

rbe

//Re 1（4）输出电阻

ROrcb//RCR

3.2稳压管稳压特性分析电路图

在multisim中构建稳压管稳压特性电路如图所示，稳压管稳压电压UZ=4V。

图3稳压管稳压特性电路图

4理论分析及计算

4.1单管共基电路

4.1.1静态工作

当外加输入信号为零时，在直流电源vcc的作用下，三极管的基极回路和集电极回路均存在着直流电流和直流电压，这些直流电流和电压在三极管的输入、输出特性上各自对应一个点，成为静态工作点。静态工作点处的基极电流、基极与发射极之间的电压分别用符号IBQ、UBEQ表示，集电极电流，集电极与发射极之间的电压则用ICQ、UCEQ表示。

由三极管的输入特性可知，UBEQ的变化范围很小，可近似认为硅管

UBEQ0.6~0.8V

锗管

UBEQ0.1~0.3V

此次实验用的是硅管，设三级管的UBEQ0.7V

静态分析如果静态基极电流很小，相对于Rb1、Rb2分压回路中的电流可以忽略不计。

IEQ

(

UBQUBEQ)

ICQ (4)

IBQ

IEQ

1 (5)

UCEQVCCICQRCIEQReVCCICQRCRe (6)

4.1.2动态分析

（1）电流放大倍数

Aia

（2）电压放大倍数

Au

R1

rbe

（3）输入电阻

Ri

Rbe

//Re 1（4）输出电阻

Rorcb//RcRc

4.2稳压管稳压特性

最简单的稳压电路由稳压二极管组成，从稳压管的特性可知，若能使稳压管始终工作在他的稳压区内，则VO基本稳定在VZ左右。

稳压管与二极管的外形相似，稳压管昀特性曲线如图4所示，常用的图符如图5-(a)和图5-(b)所示，稳压管在电路中用字符Dz来表示。

图4稳压管稳压特性图5常见的两种稳压管

由稳压管的伏安特性曲线可知，稳压管的正向特性和普通二极管基本相同，但反向特性较普通二极管更陡。当反向电压较低时，反向电流几乎为零，此时稳压管仍处于截止的状态，不具有稳压的特性。当反向电压增大到击穿电压UZ时，反向电流Iz将急剧增加。击穿电压Uz为稳压管的工作电压，Iz为稳压管的工作电流。从特性曲线上还可见，当Iz在较大的范围内变化时，管子两端的电压Uz基本保持不变，显示出稳压的特性。使用时，只要Iz不超过管子的允许值IZM，PN结就不会因过热而损坏，当外加反向电压去除后，稳压管内部的PN结又自动恢复原性能。由上面的分析可见，稳压管是利用PN结击穿时输出电压稳定的特点来实现稳压的目的。稳压管工作于反向击穿状态，击穿电压从几伏至几十伏，反向电流也比一般的二极管大。能在反向击穿状态下正常工作而不损坏，是稳压管工作的特点。

由电路图，稳压管击穿电压，即工作电压为4V。

5仿真结果分析

5.1单管共基放大电路

5.1.1测量静态工作点

（1）在multisim中构建共基极放大电路如图1.3.1所示，电路中三极管的β=50 rbb’=300Ω

利用mulltisim的直流工作点分析功能测量共基极放大电路的静态工作点，结果如下

图6静态工作点仿真结果

图7静态直流工作点仿真结果

同则：

UBEQUBQUEQ=2.74146-2.10705=0.63441V (7) UCEQUCQUEQ =6.74976-2.10705=4.64271V （8）

IEQ

UEQRe

= （9）

ICQ

VEEUCQ

= (10)

IBQIEQICQ =1.053525-1.02946=0.024056mA (11)

（2）加上正弦输入电压，用虚拟示波器观察到u1和u0的波形如图所示，可见u1和u0

同向，且共基极放大电路有电压放大作用。

（3）在图1.5.1的仿真电路中，由虚拟仪表测得，当ui =2mV,u0=259.037mV,Ii=1.906nA,则：

AU

U0259.037

129.518 (12) UI2UI2

104.93K (13) II1.906

RI

将图电路中的RL开路，测得 u0’=313.998mV，则

u313.998oRO1R11*5.1K (14) uo259.037

理论分析结果相近，在误差允许的范围内，可认为仿真结果正确。

5.1.2动态工作点

图8观察输出波形

电路仿真后可以从虚拟示波器观察到的输入ui和输出u0波形如图，channelA为输入波形，channelB为输出波形。可见波形没有明显非线性失真，两者波形相位相反。 Multisim动态工作点分析。动态工作输入点3和输出点2的幅频特性和相频特性点

图9仿真电路电压表和电流表读数

计算得到AU,Ri ,和RO

将虚拟数字万用表设置为交流电压表和交流电流表，可测得当

Ui9.998mV时，

Ib10.455A，UO781.394mV

放大倍数

AU

输入电阻

78.15 Ui

输出电阻

i956.29Ib

RORC3k

因此，仿真结果和理论结果基本相同证明理论的正确性。把负载断开,仿真结果如图11

图10负载断开时的仿真结果

由此总结，输出电阻变大时，输出电流不变，输出电压变大。

5.2稳压管特性分析

⑴ 当直流输入电压U=6V，负载电阻RL1k时，从虚拟仪表XMM2测得输出电压

mA，仿真结果如图12。 UO3,991V，从XMM1测得稳压管电流IZ12.751

V,RL1k时的仿真结果图11 U6

⑵ 将直流输入电压改为U8V，RL不变，再次进行仿真后，可测得

UO4.008V，IZ29.282mA，仿真结果如图13。

V,RL1k时的仿真结果图12 U8

⑶ 再将负载电阻改为RL500，而U6V不变，可测得

UO3.984V，IZ8.836mA，仿真结果如图14。

V,RL500时的仿真结果图13 U6

由此可见，当直流输入电压或负载电阻发生变化时，稳压管两端的电压（即输出电压UO）能够保持基本不变，约为4V,但稳压管电流将产生较大的变化。实际上，当直流输入电压或负载电阻变化时，通过稳压管电流IZ的变化来调整限流电阻R上的电压降，从而保持输出电压基本稳定。

6设计总结和体会

在这次课程设计中，我查阅了资料，询问过老师，找出了自己在理论知识及实践能力方面的欠缺和知识盲点。这样既锻炼了我的分析问题、解决问题和实践的能力，又加深了我对课上老师所讲理论知识的理解程度，使我的理论知识与实践能力很好的结合起来了，对我是一个很大的提高。

7参考文献

[1]清华大学电子学教研组编．杨素行主编．模拟电子技术基础简明教程（第三版）.北京：高等教育出版社，2006.

[2]哈尔滨工业大学电子学教研室编．蔡惟铮主编．王立欣副主编．基础电子技术．北京：高等教育出版社,2004.

[3]冯民昌主编．模拟集成电路系统．2版．北京：中国铁道出版社,1998．

[4]李哲英主编．电子技术及其应用基础．模拟部分．北京：高等教育出版社,2003

[5]周淑阁主编．模拟电子技术基础．北京：高等教育出版社,2004．

[6]殷瑞祥主编．电路与模拟电子技术．北京：高等教育出版社，2004．

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