目前，电压模式和电流模式是开关电源系统中常用的两种控制类型。通常在讨论这两种工作模式的时候，所指的是理想的电压模式和电流模式。电流模式具有动态响应快、稳定性好和反馈环容易设计的优点，其原因在于电流取样信号参与反馈，抵消了由电感产生的双极点中的一个极点，从而形成单阶的系统;但正因为有了电流取样信号，系统容易受到电流噪声的干扰而误动作。电压模式由于没有电流取样信号参与反馈，系统也就不容易受到电流噪声的干扰。
然而，在实际的应用中，通常看似为电压模式的开关电源系统，即系统没有使用电流取样电阻检测电流信号，但也会采用其它的方式引入一定程度的电流反馈，从而提高系统动态响，如:利用输出电容ESR取样加入平均电流模式，通过输入电压前馈加入电流模式。另一方面，看似为电流模式的开关电源系统，在输出轻载或无负载时，系统会从电流模式进入电压模式。在使用大的电感时，或在占比大于0.5加入斜坡补偿后，系统会从电流模式向电压模式过渡。本文将讨论这些问题，从而帮助工程师在遇到系统不稳定的时候从理论上分析，找到解决问题的办法。
1电压模式的工作原理 电压模式的控制系统如图1所示。反馈环路只有一个电压环，电压外环包括电压误差放大器，反馈电阻分压器和反馈补偿环节。电压误差放大器的同相端接到一个参考电压Vref，反馈电阻分压器连接到电压误差放大器反相端VFB，反馈环节连接到VFB和电压误差放大器的输出端VC。输出电压微小的变化反映到VFB管脚，VFB管脚电压与参考电压的差值被电压误差放大器放大，然后输出，输出值为VC。
电压误差放大器输出连接到PWM比较器的同相端，PWM比较器的反相端输入信号为斜波发生器的输出的连续锯齿波，由时钟同步信号产生。
每一个开关周期开始时，PWM比较器的反相端电压为0，PWM比较器输出为高电平，高端的主MOSFET导通，电感所加的电压为正，电感激磁，电流线性上升;PWM比较器的反相端电压所加的电压为时钟同步信号产生的锯齿波，电压从0开始上升。
当PWM比较器的反相端电压增加到等于电压误差放大器输出电压VC时，PWM比较器输出从高电平翻转，输出低电平，高端的主MOSFET关闭，低端的同步MOSFET或续流二极管导通，电感所加的电压为负，电感去磁，电流线性下降。下一个开关周期开始的时钟同步信号到来时，主MOSFET又导通，如此反复。
从电压模式工作原理可以看到，系统没有内置的限流功能保护电路，同时对输入和输出的瞬变响应缓慢。为了提高系统的可靠性，需要外加限流保护电路，注意到限流保护电路只起限流的作用，并不参与系统的内部的反馈调节。
电压模式为单反馈环控制系统，环路增益是输出电容ESR的函数,因此反馈补偿设计比较复杂，需要更多额外的器件仔细设计补偿环路，来优化负载瞬态响应。另外，需要电解电容或钽电容稳定控制回路以维持良好的高频响应;在相同均方根工作电流的需求下，相同电容值的电解电容或钽电容比陶瓷电容的体积更大，同时输出电压的波动也更大。同时，由于环路的增益是输入电压的函数,需要输入电压前馈。用于限流控制的电流检测缓慢不准确。如果多个电源和多个并联相位操作,需要外部电路进行均流控制。另一方面，由于电流信号不参与反馈，系统不会受到电流噪声的干扰。
电压模式的反馈设计通常取穿越频率为1/5-1/10的开关频率。环路补偿采用III类补偿网络:3个极点和2个零点[1]。2个零点安排在L-C谐振双极点附近，以抵消双极点产生的相位延迟;低频积分电路用以提高的低频直流增益;2个高频极点以产年高频噪声衰减，保证在0dB穿越频率以上环路增益保持下降。
2电流模式的工作原理 电流模式的控制系统如图2所示。在电流模式的结构中，反馈有二个环路:一个电压外环，另一个是电流的内环。电压外环包括电压误差放大器，反馈电阻分压器和反馈补偿环节。电压误差放大器的同相端接到一个参考电压Vref，反馈电阻分压器连接到电压误差放大器反相端VFB，反馈环节连接到VFB和电压误差放大器的输出端ITH。若电压型放大器是跨导型放大器，则反馈环节连接到电压误差放大器的输出端ITH和地。目前，在高频DC/DC的应用中，跨导型放大器应用更多。本文就以跨导型放大器进行讨论。
输出电压微小的变化反映到VFB管脚，VFB管脚电压与参考电压的差值被跨导型放大器放大，然后输出，输出值为VITH，跨导型放大器输出连接到电流比较器的同相端，电流比较器的反相端输入信号为电流检测电阻的电压信号VSENSE。由此可见，对于电流比较器，电压外环的输出信号作为电流内环的给定信号。对于峰值电流模式，工作原理如下:在时钟同步信号到来时，高端的主开关管开通，电感激磁，电流线性上升，电流检测电阻的电压信号也线性上升，由于此时电压外环的输出电压信号高于电流检测电阻的电压，电流比较器输出为高电压;当电流检测电阻的电压信号继续上升，直到等于电压外环的输出电压信号时，电流比较器的输出翻转，从高电平翻转为低电压，逻辑控制电路工作，关断高端的主开关管的驱动信号，高端的主开关管关断，此时电感开始去磁，电流线性下降，到一个开关周期开始的时钟同步信号到来，如此反复[2]。
电流模式的Buck变换器需要精密的电流检测电阻并且这会影响到系统的效率和成本，但电流模式有更多的优点:①反馈内在cycle-by-cycle峰值限流;②电感电流真正的软起动特性;③精确的电流检测环;④输出电压与输入电压无关，一阶的系统容易设计反馈环，动态响应快、系统的稳定余量大稳定性好，增益带宽大，即便是输出只用陶瓷电容，也容易设计补偿，补偿管脚只用简单RC网络就能对输出负载瞬态作出稳定响应;⑤精确、快速的电流均流，易实现多相位/多变换器的并联操作得到更大输出电流;⑥允许大的输入电压纹波从而减小输入滤波电容，提高了输入的功率因素;输出允许用陶瓷电容，因此这种模式更省空间、省成本、体积更小、价格更便宜。但是，峰值电流模式中占空比大于50%时，系统的开环不稳定，产生次谐波振荡;而且系统会受到电流噪声的干扰而误动作。
3理想的电压模式向电流模式转化 3.1理想电压模式中输出电容ESR取样形成的平均电流模式 理想的电压模式在一定的反馈网络参数下，很难在整个电压输入范围和输出负载变化范围内都能稳定的工作。输出负载变化可以通过加大输出电容同时使用ESR值大的电容来优化其动特性，尽管这样做导致系统的成本和体积增加，同时增大输出的电压纹波。
通常，从直观上理解，输出电容ESR和输出电容形成一个零点，对于电流模式，这个零点不是必需的，因为电流模式是单阶的系统，而且这个零点导致高频的增益增加，系统容易受到高频噪声的干扰。所以电流模式或者使用ESR极低的陶瓷电容，使ESR零点提升到更高的频率，就不会对反馈系统产生作用，或者再加入一个极点以抵消零点在高频段的作用，加入极点的方法就是在ITH管脚并一个对地的电容。
电压模式是LC形成的二阶系统，这个零点的引入可以一定的程度上抵消LC双极点的一个极点，使其向单阶系统转化。ESR越大，作用越明显。因此电压模式输出电压通常使用ESR大的电容。
另一方面，注意到，输出电压为: Vco为输出电容的容抗上的电压，ΔIL为电感的纹波电流，ΔIL=α*Iout，α为电流纹波系数，一般取0.2~0.4。
输出电压的小信号值为: 若ESR小，式中后面的一项基本可以忽略;但是，由于电压模式通常使用ESR值较大的输出电容，这样ESR就不可以忽略，由于ESR的作用，相当于在输入电压的反馈信号中引入了一定程度的电流模式，电流模式反馈量为: 输出电容的ESR将采样的电流信号送到电压误差放大器的输入端，和输出电压信号加在一起，经过电压误差放大器放大，再送到PWM比较器，其工作的原理相当于平均电流反馈。在电压模式中，使用ESR大的输出电容，相当于引入一定程度的平均电流模式，从而增加系统对输出负载变化的动态响应，提高系统的稳定性。
3.2理想电压模式中输入电压前馈形成的电流模式 对于输入电压的变化，目前通常采用输入电压前馈技术，来提高系统对输入电压变化的响应。输入电压前馈如图3所示。图中的实线锯齿波为内部时钟信号产生的斜率固定为k的正常锯齿波，在没有电压前馈时，产生的占空比为d*Ts，则有以下公式: Vc=k*d*Ts 输入电压前馈就是在内部锯齿波上加入随输入电压变化的斜坡，或者从VC信号减去此斜坡。当输入电压突然增加时，内部锯齿波和外加斜坡之和的波形为图3中的虚线所示。若外加斜坡的斜率为ks，则总的斜率为:k+ks，注意到:ks∝Vin，也就是ks=k*Vin*Vin，所以此时的占空比为: 即:占空比随输入电压的增加立刻而减少，系统提前对输入电压变化做出相应的响应。
若不考虑效率，由功率平衡可以得到:Vin*Iin=Vout*Iout，所以有; 从上式可以看到，所加的输入电压前馈信号也就是输入的电流信号。事实上可以这样理解:输入电压前馈技术也就是在理想的电压模式中，叠加一定的电流反馈，以形成一定的电流反馈，从而增加系统对输入电压变化的响应。
4理想的电流模式向电压模式转化 4.1轻载时电流模式趋向于电压模式 电源系统进入轻载或空载时，变换器通常工作在突发模式和跳脉冲模式[3]。对于跳脉冲模式，变换器进入非连续电流模式，高端的开关管的开通时间为控制器所设定的最小导通时间，同时在有一些开关周期，高端的开关管不导通，也就是屏蔽，或跳去一些开关脉冲，以维持输出电压的调节。注意到:在轻载或空载时，电流信号很小，系统也很难检测到电流信号，另一方面，由于高端的开关管的开通时间固定为最小导通时间，已不受电流检测信号的调节，电流反馈事实上已经不起作用，也就不参与到反馈环节。系统此时工作于标准的电压模式。
对于突发模式，输出电压完全由滞洄比较器控制，滞洄比较器控制通过检测输出电压的变化，将输出电压设定在允许的上限和下限的范围内，系统此时也是工作于标准的电压模式。
4.2使用大的电感值趋向于电压模式 输出电感的选择及设计是基于输出DC电压的稳态和瞬态的要求。较大的电感值可减小输出纹波电流和纹波电压，减小磁芯的损耗，但在负载瞬变过程中改变电感电流的时间会加长，同时增大电感的成本和体积。较小的电感值可以得到较低的直流铜损，但是交流磁芯损耗和交流绕线电阻损耗会变大。
同时使用大的电感时，电感电流的斜率减小，在理想的状态下，若电感值为无穷大，那么在整个开关周期，电感电流为直流值，电流检测信号就不在起作用，也就是标准的电压模式。因此使用的电感值越大，工作于电流模式的控制就越接近于电压模式，在负载瞬变过程中，系统动特性越差。因此对于电流模式，折衷的方法是选择电感纹波电流峰峰值在输出负载电流额定值的20%到40%之间。
4.3斜坡补偿的电流模式趋向于为电压模式 理论上，当占空比大于50%时，电流模式就要加斜坡补偿，系统才能稳定的工作。否则，就会产生次谐波振荡。在实际的应用中，占空比大于40%时，就要加斜坡补偿。占空比大于50%时，斜坡补偿，由于电感充分激磁，而去磁不足，因此输出的电压将比预设定的值高，并将继续升高，直到较慢的电压控制回路调整电流设定点为止，然后输出电压又下降至低于期望值，形成次谐波振荡，其典型的特性就是在一个开关周期，脉冲宽度较宽，在下一个开关周期，脉冲宽度变窄，在每三个开关周期，脉冲宽度又变宽，如此反复。此时可以看到输出电压不稳定，有时还可以听到音频的噪声。
图4中，红线斜坡补偿，实线三角形波为没有加斜坡补偿的电感的电流波形，虚线为加斜坡补偿的电感的电流波形。如果用下降沿的锯齿
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